林紹灝， 王守華， 紀(jì)元法， 劉 迎

(1.桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院， 廣西桂林 541004; 2.桂林電子科技大學(xué)廣西精密導(dǎo)航技術(shù)與應(yīng)用重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 廣西桂林 541004)

0 引言

電離層作為一種非均勻介質(zhì)會(huì)造成信號(hào)的幅度、相位發(fā)生隨機(jī)的波動(dòng)，這被稱之為電離層閃爍現(xiàn)象[1-2]。電離層閃爍會(huì)影響衛(wèi)星信號(hào)質(zhì)量，造成波形畸變并提高誤碼率，極大地影響衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的定位、授時(shí)性能以及可靠性[3-4]。伴隨著以GPS、北斗為代表的衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的廣泛應(yīng)用，對(duì)電離層閃爍的有關(guān)研究是十分必要的。

當(dāng)前，對(duì)電離層閃爍監(jiān)測(cè)的研究主要集中在改裝現(xiàn)有的高精度GPS商業(yè)接收機(jī)板卡，并利用GPS衛(wèi)星信號(hào)進(jìn)行電離層閃爍監(jiān)測(cè)，而伴隨著北斗衛(wèi)星系統(tǒng)的發(fā)展和成熟，利用GPS和北斗衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的多頻點(diǎn)信號(hào)進(jìn)行電離層閃爍監(jiān)測(cè)逐漸成為趨勢(shì)。

本文先簡(jiǎn)略介紹了GPS/BD雙模電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)組成，然后詳細(xì)闡述了系統(tǒng)硬件的設(shè)計(jì)、接收機(jī)嵌入式軟件及電離層閃爍監(jiān)測(cè)上位機(jī)軟件的設(shè)計(jì)和閃爍監(jiān)測(cè)算法的原理與實(shí)現(xiàn)，并在最后給出該系統(tǒng)的運(yùn)行效果和實(shí)時(shí)測(cè)量結(jié)果，并進(jìn)行討論和分析。

1 系統(tǒng)總體框架

本文所闡述的GPS/BD雙模電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)支持GPS的L1/L2頻點(diǎn)和北斗的B1/B2頻點(diǎn)，整個(gè)系統(tǒng)由硬件及軟件兩大部分組成，結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中，硬件部分包括基于ARM+FPGA的GPS/BD雙模多頻電離層閃爍監(jiān)測(cè)接收機(jī)、接收機(jī)天線、低相位噪聲的高精度時(shí)鐘源、系統(tǒng)電源和臺(tái)式計(jì)算機(jī)。軟件部分包括GPS/BD雙模多頻點(diǎn)電離層閃爍監(jiān)測(cè)接收機(jī)的嵌入式軟件和安裝在臺(tái)式計(jì)算機(jī)上的電離層閃爍監(jiān)測(cè)上位機(jī)軟件。

圖1 GPS/BD雙模多頻電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

圖1中，GPS/BD雙模多頻點(diǎn)電離層閃爍監(jiān)測(cè)接收機(jī)接收GPS/BD衛(wèi)星信號(hào)，經(jīng)過(guò)下變頻和基帶信號(hào)處理，得到相應(yīng)的原始觀測(cè)量，并通過(guò)RS232線纜與臺(tái)式計(jì)算機(jī)進(jìn)行連接，將接收機(jī)原始觀測(cè)量回傳到臺(tái)式計(jì)算機(jī)中。在臺(tái)式計(jì)算機(jī)中運(yùn)行的電離層閃爍監(jiān)測(cè)上位機(jī)軟件從串口緩沖區(qū)讀取原始觀測(cè)量數(shù)據(jù)，進(jìn)行實(shí)時(shí)的計(jì)算，得到相應(yīng)的電離層閃爍觀測(cè)信息，并根據(jù)用戶的操作進(jìn)行顯示、分析和存儲(chǔ)，從而構(gòu)成功能全面的全自動(dòng)無(wú)人值守GPS/BD雙模電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)。為了在弱閃爍發(fā)生時(shí)能有效地進(jìn)行監(jiān)測(cè)，圖1所示的高精度時(shí)鐘源采用的是恒溫晶振(Oven Controlled Crystal Oscillator, OCXO)，這種晶振相對(duì)于衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)常常采用的溫度補(bǔ)償晶振(Temperature Compensate Crystal Oscillator, TCXO)，其具有較低的相位噪聲，可以避免在電離層閃爍較弱的情況下，相位的隨機(jī)波動(dòng)被晶振本身的相位噪聲所淹沒[5]。

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

GPS/BD雙模電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)的核心硬件是基于ARM+FPGA的GPS/BD雙模多頻點(diǎn)電離層閃爍監(jiān)測(cè)接收機(jī)，接收機(jī)的硬件部分包括電源模塊、射頻模塊和基帶信號(hào)處理模塊，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 GPS/BD雙模多頻電離層閃爍監(jiān)測(cè)接收機(jī)硬件結(jié)構(gòu)

2.1 電源模塊設(shè)計(jì)

電源模塊主要由TI公司的電源管理芯片TPS650250、DCDC芯片TPS62085和安納森半導(dǎo)體公司的LDO穩(wěn)壓器芯片VRD3030PTX組成，結(jié)構(gòu)如圖3所示。其中電源管理芯片TPS650250的外部輸入電壓為3.3 V，經(jīng)過(guò)內(nèi)部電壓轉(zhuǎn)換，可得到1.1,1.5,3.0和2.5 V四種輸出電壓，供給DDR3、ARM芯片、FPGA芯片和NOR FLASH芯片使用；LDO穩(wěn)壓器芯片VRD3030PTX將外部的3.3 V電壓經(jīng)過(guò)穩(wěn)壓整流后得到的3.0 V電壓作為射頻模塊的電源；DCDC芯片TPS62085將外部的3.3 V電壓經(jīng)過(guò)升壓得到5.0 V電壓作為有源天線的供電電壓。

圖3 電源管理模塊結(jié)構(gòu)

2.2 射頻模塊設(shè)計(jì)

射頻模塊如圖4所示。其采用單天線輸入結(jié)構(gòu)布局。天線輸入的射頻信號(hào)先經(jīng)過(guò)低噪聲放大器后再通過(guò)一個(gè)二等分功分器，對(duì)于得到的兩路射頻信號(hào)的每一路信號(hào)再分別通過(guò)一個(gè)二等分功分器，總共得到四路射頻信號(hào)，并使用聲表濾波器對(duì)每一路信號(hào)進(jìn)行濾波。MAX2769作為美信公司的一款GNSS接收器芯片，內(nèi)部集成了完整的接收鏈路，由FPGA配置芯片內(nèi)部的本振從而將輸入的射頻信號(hào)下變頻到特定頻率的中頻信號(hào)，并通過(guò)芯片內(nèi)部的ADC進(jìn)行模數(shù)變換，對(duì)于得到的中頻數(shù)字信號(hào)直接輸出給基帶信號(hào)處理模塊進(jìn)行處理。由于MAX2769的輸入信號(hào)的頻率范圍為1 550～1 610 MHz，因此對(duì)于GPS L1頻點(diǎn)的信號(hào)和北斗B1頻點(diǎn)的信號(hào)均在此頻率范圍內(nèi)，故可以直接通過(guò)MAX2769進(jìn)行下變頻；而GPS L2頻點(diǎn)和北斗B2頻點(diǎn)信號(hào)的中心頻率分別為1 227.6 MHz和1 207.14 MHz，不在MAX2769輸入信號(hào)的頻率范圍內(nèi)，因此，得先經(jīng)過(guò)上變頻后再通過(guò)MAX2769下變頻得到中頻信號(hào)。本文采用ADI公司的ADF4360作為上變頻的本振信號(hào)發(fā)生器，通過(guò)FPGA配置ADF4360，使其產(chǎn)生的本振信號(hào)的頻率fLO1和fLO 2分別為332 MHz和380 MHz，因此，GPS L2頻點(diǎn)和北斗B2頻點(diǎn)的信號(hào)經(jīng)過(guò)上變頻后的中心頻率分別為1 559.6 MHz和1 587.14 MHz。

圖4 射頻模塊結(jié)構(gòu)圖

通過(guò)FPGA配置框圖中的四路信號(hào)的MAX2769芯片，其輸入信號(hào)的頻率、內(nèi)部本振的頻率設(shè)置和下變頻后得到的中頻頻率如表1所示。

表1 MAX2769參數(shù)設(shè)置 MHz

2.3 基帶信號(hào)處理模塊

基帶信號(hào)處理模塊以Altera公司的FPGA芯片5CEFA7U19和TI公司的ARM芯片AM3352為核心，并以DDR3作為外置內(nèi)存，NOR FLASH作為存儲(chǔ)器。FPGA與射頻模塊使用同一個(gè)晶振作為時(shí)鐘源[6]，晶振頻率為25 MHz。在FPGA內(nèi)部對(duì)晶振的輸入時(shí)鐘進(jìn)行倍頻，提高FPGA時(shí)鐘可以有效增強(qiáng)基帶信號(hào)處理能力，但同時(shí)也考慮到時(shí)序約束和該型號(hào)FPGA本身的性能，因此選擇倍頻得到100 MHz的時(shí)鐘，作為FPGA基帶信號(hào)處理的主時(shí)鐘頻率。FPGA內(nèi)部實(shí)現(xiàn)了198個(gè)信號(hào)跟蹤通道，可同時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)GPS的L1/L2頻點(diǎn)和北斗的B1/B2頻點(diǎn)信號(hào)的跟蹤，并將每1 ms的相關(guān)峰值輸出給ARM芯片。ARM芯片作為基帶信號(hào)處理模塊的主控芯片，采用24 MHz的外部晶振作為輸入時(shí)鐘，為了盡可能地提高處理性能并考慮到ARM的極限時(shí)鐘頻率，故將ARM芯片內(nèi)部倍頻到504 MHz作為工作時(shí)鐘。ARM芯片通過(guò)通用存儲(chǔ)控制器(General Purpose Memory Controller, GPMC)模塊與FPGA進(jìn)行交互，并負(fù)責(zé)信號(hào)捕獲控制、跟蹤環(huán)路控制和定位解算，同時(shí)通過(guò)串口將各通道的原始測(cè)量信息和解算得到的位置狀態(tài)等信息發(fā)送給電離層閃爍監(jiān)測(cè)上位機(jī)軟件。

3 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)3.1 接收機(jī)嵌入式軟件設(shè)計(jì)

接收機(jī)嵌入式軟件是實(shí)現(xiàn)GPS/BD雙模多頻點(diǎn)電離層閃爍監(jiān)測(cè)接收機(jī)功能的核心所在，其軟件涉及ARM和FPGA兩部分，軟件結(jié)構(gòu)如圖5所示。ARM作為主控制端，負(fù)責(zé)基帶信號(hào)運(yùn)算處理和控制，包括捕獲控制模塊、跟蹤控制模塊、同步解調(diào)電文模塊和定位解算模塊四大部分。FPGA作為協(xié)處理端，包括射頻配置模塊、信號(hào)捕獲模塊和信號(hào)跟蹤模塊三大部分。

圖5 接收機(jī)嵌入式軟件結(jié)構(gòu)

在接收機(jī)啟動(dòng)后，F(xiàn)PGA首先完成對(duì)MAX2769和ADF4360的配置，之后不斷讀取MAX2769輸出的數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行基帶信號(hào)處理。之后，ARM與FPGA配合共同完成衛(wèi)星信號(hào)的捕獲和跟蹤。

對(duì)于衛(wèi)星信號(hào)的捕獲，F(xiàn)PGA先從ARM獲取待捕獲的衛(wèi)星的編號(hào)，然后在FPGA的捕獲模塊中對(duì)數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行處理，每個(gè)通道捕獲1顆衛(wèi)星，當(dāng)完成某顆衛(wèi)星某個(gè)頻點(diǎn)的信號(hào)捕獲后，將該顆衛(wèi)星相應(yīng)頻點(diǎn)的捕獲峰值所對(duì)應(yīng)的碼相位和多普勒頻移發(fā)送給ARM的捕獲控制模塊作相應(yīng)的處理。對(duì)某顆衛(wèi)星信號(hào)的捕獲本質(zhì)上是在二維平面內(nèi)不斷搜索其載波頻率和碼相位，傳統(tǒng)的捕獲過(guò)程是對(duì)載波頻率以頻帶寬度f(wàn)bin為搜索步長(zhǎng)進(jìn)行搜索，對(duì)碼相位以tbin為步長(zhǎng)進(jìn)行搜索，耗時(shí)較長(zhǎng)。本文利用并行碼相位搜索進(jìn)行衛(wèi)星信號(hào)捕獲，根據(jù)相關(guān)運(yùn)算原理，經(jīng)過(guò)載波剝離的衛(wèi)星信號(hào)s(n)與本地C/A碼CA(n)進(jìn)行長(zhǎng)為N點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算，如式(1)所示：

(1)

式中，r(n)的離散傅里葉變換如式(2)所示：

(2)

因此，根據(jù)并行碼相位搜索法的原理，F(xiàn)PGA的捕獲模塊如圖6所示，在FPGA捕獲模塊中，當(dāng)數(shù)字中頻信號(hào)分別與本地載波在I支路和Q支路上混頻后，對(duì)混頻結(jié)果i+jq進(jìn)行FFT運(yùn)算，同時(shí)對(duì)本地C/A碼進(jìn)行FFT運(yùn)算和共軛運(yùn)算，并將兩者的值通過(guò)乘法器進(jìn)行相乘，最后進(jìn)行IFFT運(yùn)算，從而得到時(shí)域內(nèi)的相關(guān)結(jié)果，并由此來(lái)尋找相關(guān)峰，判斷對(duì)該信號(hào)的捕獲成功與否。無(wú)論是對(duì)于GPS還是北斗信號(hào)，可以先將經(jīng)過(guò)FFT運(yùn)算的C/A碼的共軛值保存到FPGA的ROM中，形成一個(gè)查找表，這樣就避免了每捕獲一次都進(jìn)行重復(fù)的FFT運(yùn)算和共軛運(yùn)算，節(jié)省了運(yùn)算量。由于對(duì)碼相位的搜索是一次完成，加快了捕獲的速度。

圖6 FPGA捕獲模塊結(jié)構(gòu)

當(dāng)衛(wèi)星信號(hào)被捕獲成功后，就進(jìn)入到了信號(hào)跟蹤流程?？紤]到3階及以上階數(shù)的鎖相環(huán)可以準(zhǔn)確無(wú)誤地跟蹤頻率斜升信號(hào)，但階數(shù)越高則越不穩(wěn)定。同時(shí)由于鎖相環(huán)的噪聲帶寬較窄，一方面帶來(lái)了較高的跟蹤精度，另一方面也容易受噪聲的影響而造成鎖定困難。鎖頻環(huán)雖然跟蹤精度不如鎖相環(huán)，但其具有較寬的噪聲帶寬，可以在強(qiáng)電離層閃爍下仍能有效保持衛(wèi)星信號(hào)跟蹤，故接收機(jī)采用2階鎖頻環(huán)輔助3階鎖相環(huán)作為載波跟蹤環(huán)路，碼跟蹤環(huán)路帶有載波輔助，環(huán)路階數(shù)為2階。圖7為跟蹤模塊的軟件結(jié)構(gòu)，首先ARM向FPGA發(fā)送捕獲多普勒頻移和碼相位，并在同步模塊中分別設(shè)置載波剝離模塊中的載波數(shù)字控制振蕩器(Numerically Controlled Oscillator, NCO)初始值和碼剝離模塊中的碼NCO初始值，接著通過(guò)載波剝離模塊對(duì)數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行去載波，并將去載波后的數(shù)字基帶信號(hào)輸入到碼剝離模塊，在碼剝離模塊中與本地產(chǎn)生的超前碼、即時(shí)碼和滯后碼分別作相關(guān)運(yùn)算，并將IE和QE，IP和QP，IL和QL這6路相干積分結(jié)果發(fā)送給ARM，其中IP和QP兩路的相干積分值進(jìn)入ARM端的載波環(huán)鑒別器，在完成鑒頻鑒相濾波后，將得到載波頻率字再發(fā)送給FPGA的同步模塊；而IE，IL，QE和QL四路相干積分值被送入ARM端的碼環(huán)鑒別器，在完成鑒相濾波后，將碼環(huán)濾波結(jié)果與載波環(huán)濾波結(jié)果進(jìn)行異或求和并發(fā)送給FPGA的同步模塊，構(gòu)成閉合環(huán)路，最終達(dá)到實(shí)時(shí)調(diào)整載波環(huán)路和碼環(huán)路的目的，并穩(wěn)健地跟蹤信號(hào)。對(duì)于電離層閃爍監(jiān)測(cè)，其需要跟蹤環(huán)路能夠以較高采樣率輸出信號(hào)強(qiáng)度、載波相位和偽距等原始測(cè)量信息[8]，因?yàn)椴蓸勇试礁撸淠鼙O(jiān)測(cè)到空間尺度更為小的電離層不規(guī)則體所引起的閃爍現(xiàn)象。故提高采樣率是提高電離層閃爍監(jiān)測(cè)精度的一種十分有效的方式。但由于導(dǎo)航電文中1 bit的寬度是20 ms，因此跟蹤環(huán)路的更新周期不大于20 ms，故本文設(shè)計(jì)的跟蹤環(huán)路的更新率為50 Hz，能夠以50 Hz的采樣率輸出信號(hào)強(qiáng)度和載波相位。

圖7 跟蹤模塊的軟件結(jié)構(gòu)

GPS/BD雙模電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)在計(jì)算電離層幅度閃爍指數(shù)S4時(shí)，需要接收機(jī)能夠提取GPS/BD衛(wèi)星信號(hào)的強(qiáng)度，傳統(tǒng)的做法是利用接收機(jī)輸出的載噪比C/N0來(lái)近似地代替信噪比SI/N0，并依據(jù)式(3)得到信號(hào)強(qiáng)度SI[3]：

SI=10CN0/10

(3)

但這種方式會(huì)引入額外的誤差，影響到計(jì)算出的S4的精確性。本文采用窄帶功率與寬帶功率相差法，利用跟蹤環(huán)路中每1 ms的即時(shí)I支路的相關(guān)值IP和即時(shí)Q支路的相關(guān)值QP來(lái)計(jì)算窄帶功率NBP和寬帶功率WBP，窄帶功率NBP的計(jì)算如式(4)所示：

(4)

式中，Ii與Qi為接收機(jī)跟蹤環(huán)路每1 ms輸出一次的I支路和Q支路的相關(guān)峰值，將相關(guān)峰值在20 ms內(nèi)相干累加的值作為窄帶功率。而寬帶功率WBP為相關(guān)峰值在20 ms內(nèi)的非相干累加值，其計(jì)算如式(5)所示。

(5)

400I2+400Q2+NoiseNBP

(6)

20I2+20Q2+NoiseWBP

(7)

通過(guò)將窄帶功率NBP與寬帶功率WBP作差，可近似得到20 ms內(nèi)的信號(hào)功率SI，如式(8)所示：

SI=NBP-WBP=

380·(I2+Q2)+NoiseNBP-NoiseWBP≈

380·(I2+Q2)

(8)

由于依據(jù)上式計(jì)算得到的信號(hào)強(qiáng)度的波動(dòng)與天線的方向圖、衛(wèi)星的運(yùn)動(dòng)和多徑效應(yīng)有關(guān)，因此，對(duì)計(jì)算出的瞬時(shí)信號(hào)強(qiáng)度SI進(jìn)行消趨勢(shì)低通濾波是必須的。本文采用巴特沃斯低通濾波器作為消趨勢(shì)濾波器。以某一時(shí)刻采集到的GPS的7號(hào)衛(wèi)星的L1頻點(diǎn)信號(hào)為例，未經(jīng)濾波的瞬時(shí)信號(hào)強(qiáng)度如圖8所示。

圖8 未經(jīng)消趨勢(shì)濾波的原始信號(hào)強(qiáng)度

為了比較不同階數(shù)的消趨勢(shì)濾波的效果，分別設(shè)計(jì)了3階、4階、5階、6階和7階巴特沃斯低通濾波器，3 dB截止頻率均為0.1 Hz，然后以原始信號(hào)強(qiáng)度作為濾波器的輸入，則經(jīng)過(guò)不同階數(shù)的巴特沃斯低通濾波器濾波后的信號(hào)強(qiáng)度如圖9所示。

圖9 不同階數(shù)的濾波器濾波后的信號(hào)強(qiáng)度

由圖9可知，6階消趨勢(shì)濾波的效果與7階消趨勢(shì)濾波的效果相當(dāng)，均要明顯優(yōu)于3階、4階及5階消趨勢(shì)低通濾波的效果，同時(shí)考慮到濾波器的穩(wěn)定性和運(yùn)算量，本文選取的巴特沃斯低通濾波器的階數(shù)為6階，為了保證濾波器的穩(wěn)定性，濾波器由3個(gè)級(jí)聯(lián)的2階濾波器組成。

對(duì)于每一個(gè)2階濾波器，可以由常系數(shù)微分方程來(lái)表示[9]：

a1y(n-1)+a2y(n-2)+

b0x(n)+b1x(n-1)+b2x(n-2)

(9)

式中，ak和bk均表示濾波器的系數(shù)，x(n)表示輸入濾波器的數(shù)字序列，y(n)表示濾波器的輸出，濾波器的系數(shù)a1，a2，b0，b1，b2分別為

a1=-1.647 459 981 077

(10)

a2=0.700 896 781 188 4

(11)

b0=0.013 359 200 027 9

(12)

b1=0.026 718 400 055 7

(13)

b2=0.013 359 200 027 9

(14)

3.2 電離層閃爍監(jiān)測(cè)上位機(jī)軟件設(shè)計(jì)

電離層閃爍監(jiān)測(cè)上位機(jī)軟件讀取GPS/BD雙模多頻點(diǎn)電離層閃爍監(jiān)測(cè)接收機(jī)發(fā)送過(guò)來(lái)各通道信號(hào)強(qiáng)度、載波相位測(cè)量值、偽距測(cè)量值、可見衛(wèi)星仰角及方位角、參與解算的衛(wèi)星數(shù)、用戶位置、精度因子等數(shù)據(jù)，并完成數(shù)據(jù)預(yù)處理，進(jìn)行信號(hào)強(qiáng)度和載波相位的消趨勢(shì)濾波，然后計(jì)算電離層幅度閃爍指數(shù)和相位閃爍指數(shù)，并可根據(jù)用戶的操作，在軟件中實(shí)時(shí)的繪制各通道載噪比、星空?qǐng)D、用戶位置變化曲線、用戶位置偏差變化曲線、偽距曲線、載波相位曲線、電離層幅度閃爍曲線和相位閃爍曲線等，以可視化的方式顯示各項(xiàng)數(shù)據(jù)信息，并可根據(jù)設(shè)置存儲(chǔ)各項(xiàng)信息，當(dāng)閃爍發(fā)生時(shí)自動(dòng)記錄各種觀測(cè)數(shù)據(jù)，實(shí)現(xiàn)電離層閃爍監(jiān)測(cè)的無(wú)人值守。

電離層閃爍監(jiān)測(cè)上位機(jī)軟件采用C#語(yǔ)言基于WinForm框架進(jìn)行開發(fā)，軟件的結(jié)構(gòu)如圖10所示。

軟件采用分層結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，分為數(shù)據(jù)訪問層、邏輯層和用戶層，層與層之間實(shí)現(xiàn)松耦合，層內(nèi)各功能模塊實(shí)現(xiàn)高內(nèi)聚。

在數(shù)據(jù)訪問層中，分別實(shí)現(xiàn)對(duì)文件、串口和數(shù)據(jù)庫(kù)的讀寫，然后通過(guò)統(tǒng)一的數(shù)據(jù)訪問接口向上層提供對(duì)底層數(shù)據(jù)的讀寫功能。

邏輯層包括控制邏輯、電離層閃爍監(jiān)測(cè)邏輯、數(shù)據(jù)處理邏輯和數(shù)據(jù)存儲(chǔ)邏輯四大模塊，其中，控制邏輯模塊負(fù)責(zé)接收用戶層發(fā)送過(guò)來(lái)的控制命令，并對(duì)其他3個(gè)模塊進(jìn)行控制和數(shù)據(jù)交互，并返回相應(yīng)的數(shù)據(jù)給用戶層；數(shù)據(jù)處理邏輯模塊主要包括對(duì)GPS/BD衛(wèi)星的各頻點(diǎn)信號(hào)的信號(hào)強(qiáng)度和載波相位進(jìn)行消趨勢(shì)濾波處理；電離層閃爍監(jiān)測(cè)邏輯模塊獲取經(jīng)過(guò)處理后的數(shù)據(jù)進(jìn)行GPS/BD衛(wèi)星各頻點(diǎn)信號(hào)的電離層幅度閃爍和相位閃爍指數(shù)的計(jì)算，并得到當(dāng)前時(shí)刻的最大幅度閃爍指數(shù)和最大相位閃爍指數(shù)，同時(shí)對(duì)電離層閃爍事件的發(fā)生進(jìn)行判斷以及記錄統(tǒng)計(jì)；數(shù)據(jù)存儲(chǔ)邏輯模塊根據(jù)控制邏輯模塊的指令對(duì)指定的數(shù)據(jù)實(shí)現(xiàn)按小時(shí)、天、月進(jìn)行存儲(chǔ)，并生成相應(yīng)的存儲(chǔ)日志，以便事后分析。

用戶層包括軟件主界面和各個(gè)功能視圖界面，對(duì)上接受用戶的操作，并將數(shù)據(jù)進(jìn)行可視化顯示，對(duì)下與邏輯層進(jìn)行交互，向邏輯層發(fā)送控制命令并得到各類數(shù)據(jù)。

為了提高軟件的性能和保證用戶界面的流暢，軟件以多線程的方式運(yùn)行，包括主線程、串口監(jiān)聽線程和任務(wù)處理線程這3個(gè)線程，主線程負(fù)責(zé)軟件各功能模塊的控制和用戶界面的交互；串口監(jiān)聽線程負(fù)責(zé)監(jiān)聽串口接收事件并讀取串口數(shù)據(jù)；任務(wù)處理線程負(fù)責(zé)進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，并完成電離層閃爍監(jiān)測(cè)相關(guān)的運(yùn)算。

3.3 電離層幅度閃爍計(jì)算方法

電離層幅度閃爍指數(shù)S4的定義如式(15)所示，其定義為信號(hào)強(qiáng)度的標(biāo)準(zhǔn)差與平均值的比值[10]，它與接收機(jī)接收到的衛(wèi)星信號(hào)強(qiáng)度的變化大小有關(guān)。

(15)

式中，〈〉表示60個(gè)點(diǎn)的算術(shù)平均運(yùn)算。對(duì)于經(jīng)過(guò)了消趨勢(shì)低通濾波的信號(hào)強(qiáng)度SIlpf，利用式(16)可得到信號(hào)強(qiáng)度的消趨勢(shì)值SI′，其在1左右波動(dòng)，圖11為前面提到的某一時(shí)刻采集到的GPS的7號(hào)衛(wèi)星的L1頻點(diǎn)信號(hào)的消趨勢(shì)值。

(16)

圖11 信號(hào)強(qiáng)度的消趨勢(shì)值

因此，在得到信號(hào)強(qiáng)度的消趨勢(shì)值SI′之后，式(15)修改為

(17)

3.4 電離層相位閃爍計(jì)算方法

相位閃爍指數(shù)是用載波相位測(cè)量值φ的標(biāo)準(zhǔn)差σφ來(lái)表示的[10]，它表征了在電離層相位閃爍影響下衛(wèi)星信號(hào)的相位隨機(jī)波動(dòng)的情況，直接反映了相位閃爍的強(qiáng)弱。它的定義式為

(18)

式中，〈〉表示60個(gè)點(diǎn)的算術(shù)平均運(yùn)算，每分鐘計(jì)算得到一個(gè)σφ。由于載波相位的測(cè)量值受到對(duì)流層、本地接收機(jī)鐘差、衛(wèi)星鐘差等多方面因素的影響，具有較強(qiáng)的趨勢(shì)變化，同時(shí)由于這些影響因素都具有緩變特征，所以需要采用高通濾波器來(lái)進(jìn)行消趨勢(shì)濾波，得到消趨勢(shì)后的載波相位測(cè)量值φ′。對(duì)于消趨勢(shì)高通濾波器的分析與前面對(duì)消趨勢(shì)低通濾波器的分析類似，在此不再贅述。本文選取的是6階巴特沃斯高通濾波器作為消趨勢(shì)高通濾波器，3 dB截止頻率為0.1 Hz，以GPS的3號(hào)衛(wèi)星L2頻點(diǎn)信號(hào)為例，圖12為某時(shí)刻采集到的其原始的載波相位測(cè)量值與經(jīng)過(guò)消趨勢(shì)濾波后的載波相位測(cè)量值對(duì)比圖。

圖12 GPS的Prn3號(hào)星L2頻點(diǎn)的消趨勢(shì)濾波前后載波相位測(cè)量值

從圖中可看出，由于衛(wèi)星與接收機(jī)存在相對(duì)運(yùn)動(dòng)，故原始的載波相位測(cè)量值是逐漸增大或減小的，直接由此無(wú)法解析出由相位閃爍引起的相位隨機(jī)波動(dòng)情況；但通過(guò)消趨勢(shì)高通濾波器對(duì)原始的載波相位測(cè)量值進(jìn)行處理后，得到的消趨勢(shì)后的載波相位測(cè)量值φ′是0左右波動(dòng)的，其波動(dòng)情況與相位閃爍的強(qiáng)弱相關(guān)。

因此，利用消趨勢(shì)后的載波相位測(cè)量值φ′，式(18)修改為

(19)

4 測(cè)試結(jié)果

為了驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的GPS/BD雙模電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)的可用性，于2018年2月5日21時(shí)至2月6日13時(shí)接收天上的GPS/BD衛(wèi)星信號(hào)進(jìn)行連續(xù)運(yùn)行測(cè)試，電離層閃爍監(jiān)測(cè)上位機(jī)軟件運(yùn)行主界面如圖13所示。

圖13 電離層閃爍監(jiān)測(cè)軟件實(shí)時(shí)運(yùn)行圖

與同一時(shí)間同一地點(diǎn)運(yùn)行的武漢大學(xué)的電離層閃爍監(jiān)測(cè)儀的觀測(cè)結(jié)果作對(duì)比，圖14為電離層幅度閃爍指數(shù)S4對(duì)比圖，圖15為電離層相位閃爍指數(shù)σφ對(duì)比圖。

圖14 電離層幅度閃爍指數(shù)對(duì)比圖

圖15 電離層相位閃爍指數(shù)對(duì)比圖

從兩者的對(duì)比圖可知，本文所設(shè)計(jì)的電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)與武漢大學(xué)的電離層閃爍監(jiān)測(cè)儀在幅度閃爍指數(shù)S4和相位閃爍指數(shù)σφ上的變化基本一致，表明本文所設(shè)計(jì)的GPS/BD雙模多頻電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)是可行的。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文先簡(jiǎn)要地介紹了所設(shè)計(jì)的GPS/BD雙模電離層閃爍監(jiān)測(cè)系統(tǒng)的總體框架，給出了GPS/BD雙模多頻點(diǎn)電離層閃爍監(jiān)測(cè)接收機(jī)的硬件和嵌入式軟件設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)，對(duì)捕獲模塊和跟蹤模塊進(jìn)行了詳細(xì)的說(shuō)明，并對(duì)跟蹤環(huán)中信號(hào)強(qiáng)度的計(jì)算進(jìn)行了詳細(xì)的闡述和分析。同時(shí)介紹了消趨勢(shì)濾波器的設(shè)計(jì)并給出了相應(yīng)的參數(shù)，然后介紹了電離層閃爍監(jiān)測(cè)上位機(jī)軟件的結(jié)構(gòu)及設(shè)計(jì)，具體說(shuō)明了電離層幅度閃爍指數(shù)S4和相位閃爍指數(shù)的計(jì)算流程和方法。在文章的最后，給出了系統(tǒng)運(yùn)行效果及運(yùn)行測(cè)試結(jié)果。