佟 剛

（深圳康凱斯信息技術(shù)有限公司，廣東 深圳 518000）

0 引 言

我們處于信息社會(huì)智能時(shí)代，很多設(shè)備可以上無(wú)線網(wǎng)絡(luò)，設(shè)備有發(fā)射和接收系統(tǒng)，并有高速信號(hào)，接收系統(tǒng)是弱信號(hào)系統(tǒng)，容易被電源高次諧波干擾和高速信號(hào)同頻和諧波干擾，電源或地分割處理不好成為干擾源，影響接收機(jī)靈度，嚴(yán)重情況接收機(jī)不能按指標(biāo)驗(yàn)收，造成設(shè)計(jì)不合格。

1 問(wèn)題分析

公司設(shè)計(jì)一款帶2.4 GHz無(wú)線上網(wǎng)IPC CAMRA信號(hào)處理華為海思芯片3518,無(wú)線部分為RXX公司符合WIFI bg n某芯片，將芯片直接與3518置于一片PCBA板上。按R司設(shè)計(jì)建議完射頻部分布局和PCB 布線。做成整機(jī)測(cè)試WIFI b 11M 吞吐量，該部分TIS靈敏度只有-56～-67 dBm,拉外置天線靈敏度只有-71～-78 dBm，而發(fā)射功率1、6、12信道功率大于12 dBm，傳導(dǎo)靈敏度1、6、12信道靈敏度都≤-87 dBm,公司內(nèi)置天線WIFI b TIS驗(yàn)收標(biāo)準(zhǔn)≤-76 dBm,

依據(jù)R公司設(shè)計(jì)WIFI PCB部分設(shè)計(jì)見圖1。

圖1 WIFI PCB layout圖

圖1 部分PCB布線面積25 mm×20 mm射頻部分大地只是通過(guò)幾個(gè)0歐姆電阻與外圍PCB連接?；亓髀窂嚼碚?，2.4 GHz WiFi 射頻信號(hào)通過(guò)同軸線發(fā)射或接收，但其參考地平面不能由于分割原因不能以最小感抗路徑返回供電系統(tǒng)主地，形成電小環(huán)天線效應(yīng)。環(huán)的尺寸小于波長(zhǎng)（2.5 GHz無(wú)線波長(zhǎng)120 mm大于圖1方框90 mm周長(zhǎng)）在遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)相同面積圓環(huán)或方環(huán)具有相同的遠(yuǎn)場(chǎng)波瓣圖。方環(huán)遠(yuǎn)場(chǎng)電場(chǎng)強(qiáng)度[1]示意圖見圖2。

圖2 遠(yuǎn)場(chǎng)電場(chǎng)強(qiáng)度示意圖

小環(huán)天線電場(chǎng)強(qiáng)度公式：

式中，EΦ為對(duì)應(yīng)r距離電場(chǎng)強(qiáng)度（V/m）；I為電流強(qiáng)度（安培：A）；回流環(huán)面積（m2）；r為回流環(huán)到被測(cè)物距離（m）；λ為環(huán)內(nèi)最高頻率波長(zhǎng)（m）；θ為環(huán)與測(cè)試點(diǎn)距離（角度）；光速等于頻率乘以波長(zhǎng)：

式中，λ為環(huán)內(nèi)最高頻率波長(zhǎng)（m）；c為光速度（3.0*108m）；f為頻率（Hz）。

式（2）代入式（1）得：

WIFI b 2.4 GHz中心頻點(diǎn)2.44 GHz；WIFI工作瞬間電流取0.3 A；面積取0.000 5 WIFI；天線到環(huán)距離0.2 m；天線與環(huán)角度為3度；可得電場(chǎng)強(qiáng)度10.3 V/m。由電場(chǎng)強(qiáng)度就可知道功率通量密度[2]：

式中，W為功率通量密度（W/m2）；EΦ為電場(chǎng)強(qiáng)度（V/m）R_air自由空間波阻抗（377 Ω）；功率通量密度與功率的關(guān)系：

式中，W為功率通量密度/（W/m2）；P為輻射源的輸出功率（W）；r為測(cè)量點(diǎn)到輻射源的距離（m）。

式（4）與式（5）聯(lián)合求解將r為0.3 m代入得0.14 W，正常天線饋電保證天線有效率將外饋能量輻射出去。對(duì)于這個(gè)項(xiàng)目方環(huán)與地有0.1 mm間距，采用臨近饋電。臨近饋電距離較近（遠(yuǎn)小于2.4 GHz波長(zhǎng)），自由空間波和高次諧波發(fā)揮作用。微帶天線耦合之間距離較大，表面波占主導(dǎo)作用，表面波能量能正常輻射出去，但臨近饋電距離近，自由空間波功率輻射出去效率低[3]。方環(huán)天線效應(yīng)見圖3。

天線效率無(wú)源效率見表1。

表1 天線回?fù)p

圖3 方環(huán)天線效應(yīng)回?fù)p圖

從圖3和表1可以得到方形環(huán)在2.3～2.7 GHz諧振，由于臨近耦合，方形環(huán)到地距離只有0.1 mm,電小環(huán)天線輻射電阻小、感抗大[4]。電小環(huán)輻射電阻：

式中，Rr為電小環(huán)輻射電阻（Ω）；Cλ為環(huán)周長(zhǎng)（m）；電小環(huán)輻射因子：

式中，Rr為電小環(huán)輻射電阻Ω；RL為損耗電阻Ω；Cλ=0.09m代入式（6），可得到電小環(huán)天線輻射電阻等于0.012 9 Ω，而電路饋入的電阻一般為50 Ω，電路匹配失陪，很大一部分能量反射回發(fā)射電路或接收電路，這部分反射還會(huì)引起其它問(wèn)題，這是我們不愿意得到----大功率發(fā)射機(jī)若有大的反射極有可能燒毀電路。由于入射波與匹配小環(huán)天線阻抗不匹配，輻射效率很低，只有很少一部分功率耦合到自由空間，但很少一部分能量也干擾WIFI接收。將IPC 置于屏蔽房中（1～6 GHz對(duì)外屏蔽能力大于90 dB），只有IPC和測(cè)試設(shè)備工作，頻譜分析儀處于監(jiān)聽狀態(tài),測(cè)試IPC WiFi b 11M吞吐量情況下，測(cè)量1、6、12信道發(fā)射功率和靈敏度。最大功率發(fā)射和接收，測(cè)量到發(fā)射功率大于10 dBm，但接收情況比較差，從-56～-67 dBm飄動(dòng)。頻譜儀監(jiān)聽狀態(tài)下，頻率儀掃頻范圍從2.4～2.5 GHz，發(fā)現(xiàn)一個(gè)現(xiàn)象，1信道發(fā)射，1信道靈敏度正常，但6、12信道靈敏度變差，并且12信道靈敏度最差。測(cè)試結(jié)果見圖4。

圖4 距離r點(diǎn)頻譜

臨近饋電一般都有一定距離，但這個(gè)項(xiàng)目距離只有0.1 mm,饋電效率現(xiàn)階段沒(méi)有一個(gè)比較好的計(jì)算方法。只能從饋入電阻50 Ω，天線輻射電阻0.012 9 Ω，但實(shí)際頻譜測(cè)到功率-57 dBm，還有一部分功率損耗是饋電損失。在這里就數(shù)值計(jì)算0.012 9～50Ω，有36 dB損失,還有天線效率引起損耗，天線效率損耗見式（8）；

式中，l為損耗（dB）；e為效率（%）。

我們以2.45 GHz頻點(diǎn)為例，天線效率有3.9 dB損耗。將近38 dB損失臨近饋電損失掉---這部分損耗現(xiàn)階段還沒(méi)找到合理數(shù)學(xué)計(jì)算方法，我們一直努力找到這種饋電路徑能量損失機(jī)理，想辦法破解布局不合理原因。

2 設(shè)計(jì)注意

從上面測(cè)量得出分割地帶有天線效應(yīng)。為解決分割地帶來(lái)天線效應(yīng)，分割地就近接主地，并且多點(diǎn)接主地，保證接地良好。這個(gè)實(shí)驗(yàn)滿足近似方環(huán)諧振頻率在2.1～ 2.7GHz諧振，其它高頻率影響或高頻率天線效應(yīng)由于實(shí)驗(yàn)條件限制沒(méi)能驗(yàn)證。

現(xiàn)在設(shè)計(jì)越來(lái)越復(fù)雜，難免地被分割為射頻部分地和其它部分地，當(dāng)數(shù)信號(hào)地到射頻地比較近并且沒(méi)有很好接一個(gè)主地，就會(huì)產(chǎn)生地回流噪聲；另外（見圖5）一個(gè)高頻或高速信號(hào)從IC A 處發(fā)出到IC B，信號(hào)路徑比較長(zhǎng)，或地回流面積大；會(huì)產(chǎn)生不想要的耦合天線效應(yīng)。解決方法：（1）射頻線盡量短；（2）高速數(shù)字信號(hào)盡量短；（3）回流地就近原則使回流面積盡量小。[5]

圖5 ICA 到ICB回流圖

3 結(jié) 語(yǔ)

追求快速高效通信是我們工作動(dòng)力，但由于人為設(shè)定一些條件，硬件設(shè)計(jì)將大地分割或開槽，電流回流路徑被意外加大。高頻、射頻信號(hào)和高速信號(hào)最怕電流回流路徑加大，加大電流回流面積會(huì)有天線效應(yīng)。一則干擾自己通信，靈敏度變差；二則干擾其它設(shè)備靈敏度，使得別的設(shè)備靈敏度差；這些EMI問(wèn)題是設(shè)計(jì)中時(shí)時(shí)注意問(wèn)題。為了避免邊設(shè)計(jì)邊改正，就需要有一個(gè)基本設(shè)計(jì)原則，這樣設(shè)計(jì)變得更加順利和有序。