劉加松，宋玉宏，周捷信

（順德職業(yè)技術(shù)學(xué)院 智能制造學(xué)院，廣東 佛山 528333）

隨著綠色再生能源的興起，逆變電源應(yīng)用及相關(guān)研究日益廣泛和深入［1-4］，廣泛應(yīng)用于家庭、公司服務(wù)器、衛(wèi)星中繼站甚至航空航天事業(yè)中。升壓電路是逆變電源的一個(gè)關(guān)鍵部分，其穩(wěn)定性、安全性、響應(yīng)靈敏性等的關(guān)鍵指標(biāo)都影響著整個(gè)逆變電源系統(tǒng)的正常運(yùn)行。

在升壓電路中，普遍使用的方式有：Push-Pull（推挽式拓?fù)洌?、Weinberg Circuit（溫伯格電路拓?fù)洌?、Half-Bridge（半橋式拓?fù)洌?、Full-Bridge（全橋式拓?fù)洌┑葞追N［5-7］，其中最為常用的是Push-Pull（推挽式拓?fù)洌?。?duì)于這幾種拓?fù)涠?，輸入電壓限定在比較窄的范圍以便確保一個(gè)固定的變壓比，當(dāng)輸入電壓發(fā)生較大變化時(shí)，升壓輸出部分電壓會(huì)過高，可能燒毀高壓用電部分。雖然輸出電壓過高可以通過PWM 調(diào)制達(dá)到設(shè)定電壓輸出的目的，但由此會(huì)降低電源轉(zhuǎn)換效率（此時(shí)PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)的脈沖寬度十分窄，導(dǎo)致電源轉(zhuǎn)換率降低）。故在多輸入開關(guān)變換器的耦合方案中［8-10］，輸入對(duì)應(yīng)各自的功率轉(zhuǎn)換電路或者通過較復(fù)雜的控制電路，雖然適應(yīng)了不同輸入電壓時(shí)的情況，但系統(tǒng)方案成本較高，經(jīng)濟(jì)效益不高。

針對(duì)以上問題，研究基于推挽式拓?fù)涞碾p電壓輸入的升壓DC-DC 恒壓輸出直流變換器的關(guān)鍵技術(shù)，給出實(shí)用設(shè)計(jì)方案。

該方案主要由推挽式升壓拓?fù)潆娐?、PWM 調(diào)控電路、電位邏輯保護(hù)電路、自動(dòng)頻率調(diào)整電路、輸出恒壓自動(dòng)切換電路、輸出過壓保護(hù)電路、開關(guān)管過電流保護(hù)電路、升壓輸出整流濾波電路及輔助電源等幾部分組成，總體設(shè)計(jì)如圖 1 所示。

低壓電源（12 V 或24 V）作為整個(gè)電源電路的輸入。通過輔助電源電路輸出穩(wěn)定的15 V 及5 V 提供給控制電路作為電源；自動(dòng)頻率調(diào)整電路可以根據(jù)輸入電壓級(jí)別調(diào)整振蕩電路參數(shù)以確保PWM 頻率適應(yīng)；推挽式升壓電路由PWM 信號(hào)驅(qū)動(dòng)，與輸出恒壓自動(dòng)調(diào)整電路相配合，根據(jù)輸入電壓級(jí)別自動(dòng)判斷（12 V 或24 V）進(jìn)行電路切換，將不同低壓直流輸入變換為輸出電壓恒定的380 V（有效值）的方波高壓，再通過輸出整流濾波電路后得到一路380 V 的后級(jí)母線高壓。

整個(gè)設(shè)計(jì)方案中還包括過流保護(hù)和過壓保護(hù)電路，兩路保護(hù)電路作為反饋信號(hào)引入PWM 使能端。過流保護(hù)電路利用晶體管的內(nèi)阻特性，通過監(jiān)測(cè)晶體開關(guān)管的導(dǎo)通壓降電壓，判斷升壓過程中是否有過流、短路現(xiàn)象，如有則及時(shí)關(guān)斷PWM 輸出；而過壓保護(hù)電路是通過監(jiān)測(cè)輸出電壓的情況，有過壓情況立即關(guān)斷PWM 輸出。

圖1 方案整體結(jié)構(gòu)圖

本設(shè)計(jì)的重點(diǎn)和難點(diǎn)在于雙輸入情況下的電位邏輯判斷及保護(hù)電路、推挽拓?fù)涞母哳l升壓變壓器的繞組設(shè)計(jì)以及與之對(duì)應(yīng)的輸出恒壓自動(dòng)切換電路。

1 電位邏輯保護(hù)電路設(shè)計(jì)

電路系統(tǒng)的輸入電壓通常會(huì)有欠壓、過壓、正常三種工作狀態(tài)，及時(shí)判斷輸入電壓的狀態(tài)，有利于提高電路系統(tǒng)的工作性能和壽命。

本設(shè)計(jì)有12 V 和24 V 兩種不同的輸入電壓級(jí)別，電路輸入電位判斷邏輯會(huì)有六種不同的工作狀態(tài)響應(yīng)，使用一般的電壓窗口比較器（雙限比較器）電路無法滿足設(shè)計(jì)要求［11］。因此，在雙限比較器的基礎(chǔ)上拓展成多限比較器，設(shè)計(jì)雙路復(fù)合型窗口比較器電路。將輸入電壓（V-BAT）的欠壓和過壓采樣分為兩條獨(dú)立的分壓式支路，運(yùn)用4 個(gè)比較器得到4 路輸出信號(hào)，其組合覆蓋所有的工作狀態(tài)，設(shè)計(jì)電路如圖2 所示。

圖2 電位邏輯保護(hù)電路

欠壓采樣分壓支路由圖中的R2 和R3 組成，過壓采樣分壓支路由圖中的R10 和R11 組成。兩路分壓式采樣信號(hào)分別送入比較器芯片（LM339）的A、B、C、D 共4 個(gè)比較器單元。使用兩個(gè)齊納二極管（BZV55-B3V3）串聯(lián)組成四個(gè)比較器單元的兩個(gè)基準(zhǔn)電壓。

當(dāng)比較器輸出為高電平時(shí)，表示輸入電壓在欠壓或過壓狀態(tài)；當(dāng)比較器輸出低電平時(shí)，表示輸入電壓在合理的工作范圍內(nèi)（其中比較器A、B 的輸出端OA 和OB 輸出高電平時(shí)，分別對(duì)應(yīng)12 V 蓄電池輸入時(shí)的過壓與欠壓保護(hù)輸出；而比較器C、D 的輸出端OC 和OD 輸出高電平時(shí)，分別對(duì)應(yīng)24 V 蓄電池輸入時(shí)的過壓與欠壓保護(hù)輸出）。按照這個(gè)電路邏輯，畫出電位邏輯保護(hù)電路輸出電位的工作示意圖，如圖3 所示。

圖3 電位邏輯保護(hù)電路的輸出工作示意圖

以圖3 的電路邏輯，令OA、OB、OC、OD分別為最高位邏輯、次高位邏輯、次低位邏輯、最低低位邏輯，令“工作狀態(tài)”（即電路中的“Control-OUT”）為輸出Y，且使“0 V（低電平）”和“工作”為邏輯電路中的“0”；“5 V（高電平）”和“不工作”為邏輯電路中的“1”。在邏輯中，無關(guān)項(xiàng)用“×”表示。其邏輯分析過程如圖4 所示，由“卡諾圖”分析法可得到其電路組合邏輯的最簡(jiǎn)式：Y=OA·OD+OB+OC。依此，設(shè)計(jì)出相應(yīng)的邏輯運(yùn)算電路，即四個(gè)比較器的輸出所接的邏輯門電路，如圖4 所示的右半部分邏輯電路。由此構(gòu)成一個(gè)完整的雙輸入電位邏輯判斷保護(hù)電路［12］。

圖4 邏輯分析過程示意圖

2 高頻變壓器的設(shè)計(jì)

在推挽拓?fù)洌≒ush-Pull）中，變壓器輸入、輸出繞組一般由兩組對(duì)稱繞組構(gòu)成，且中間帶有抽頭。對(duì)稱的輸入繞組，使得變壓器磁芯工作在第三類工作狀態(tài)，電源拓?fù)湓谧儞Q過程中擁有良好的磁芯利用率［13-14］，見圖5。

圖5 推挽式拓?fù)潆娐穲D及第三類工作狀態(tài)圖

在輸入直流電壓為Ui的情況下，設(shè)變壓比為K，則輸出電壓滿足Uo=Ui/K；若此時(shí)將新的直流電壓Ui'=2Ui作為輸入，則此時(shí)新的輸出電壓滿足Uo'=Ui'/K=2Uo。可見，在高輸入電壓級(jí)別情況下，將產(chǎn)生過壓輸出現(xiàn)象。

為了解決以上問題，將圖5 中推挽拓?fù)潆娐返淖儔浩鞯妮敵鲈O(shè)計(jì)為兩個(gè)獨(dú)立繞組，如圖6 所示。并通過外圍電路去切換兩個(gè)獨(dú)立的輸出繞組的串聯(lián)或并聯(lián)方式，或者通過切換變壓器輸出繞組的交流電壓所對(duì)應(yīng)的整流方式，使得電路輸出為恒壓，從而解決過壓現(xiàn)象。

圖6 推挽式變壓器設(shè)計(jì)圖

變壓器的輸入繞組為兩個(gè)匝數(shù)相同的繞組構(gòu)成，且?guī)в兄行某轭^，分別用n11、n12 表示匝數(shù)。輸出繞組為兩個(gè)匝數(shù)相同的獨(dú)立繞組構(gòu)成，分別用n21、n22 表示匝數(shù)。假設(shè)匝數(shù)n11=n12=N1，匝數(shù)n21=n22=N2。根據(jù)已知的條件，如輸入電壓Ui，輸出電壓Uo，輸出功率Po，PWM 頻率f及占空比D，預(yù)估轉(zhuǎn)換效率η，可以求解線圈電流密度j，進(jìn)而選取所需變壓器鐵芯規(guī)格和漆包線徑等參數(shù)。N1、N2 取值可以根據(jù)如下的公式求解：

3 輸出恒壓自動(dòng)切換電路設(shè)計(jì)

按前述假設(shè)，推挽式拓?fù)渌幼儔浩鞯妮斎肜@組為兩個(gè)N1 匝線圈的繞組，輸出繞組為兩個(gè)獨(dú)立的匝數(shù)為N2 的繞組構(gòu)成。當(dāng)輸入電壓為Ui時(shí)，兩個(gè)輸出繞組各自輸出有效值為Uo的方波電壓；當(dāng)輸入電壓為2Ui時(shí)，每個(gè)輸出繞組輸出有效值為2Uo的方波電壓?；诖?，設(shè)計(jì)以下兩個(gè)輸出恒壓自動(dòng)切換的方案。

3.1 方案1：自動(dòng)切換串聯(lián)或并聯(lián)連接

在輸入電壓為Ui=12 V 時(shí)，兩個(gè)輸出繞組互異串聯(lián)形成一個(gè)2N2 的新輸出繞組，這樣由變壓器原理公式可以得到2Uo的高壓輸出；在輸入電壓為2Ui=24 V 時(shí)，兩個(gè)輸出繞組對(duì)應(yīng)并聯(lián)形成一個(gè)N2 匝的新輸出繞組，這樣同樣由變壓器原理公式可以得到其輸出為2Uo的高壓。因此，恒壓的原理在于設(shè)計(jì)出一款串并聯(lián)切換電路，原理圖如圖7 所示。

圖7 串聯(lián)或并聯(lián)輸出恒壓轉(zhuǎn)換電路

升壓變壓器的兩個(gè)輸出繞組接到了一個(gè)雙刀雙擲繼電器，繼電器線圈K2 通過由R36、D5、D6、R45、C34、Q3 構(gòu)成的17.1 V 電壓狀態(tài)翻轉(zhuǎn)電路進(jìn)行控制。

在輸入端電壓（V-BAT）低于17.1 V 時(shí)（輸入12 V 情況），Q3 基極驅(qū)動(dòng)電壓近似為0 V，未能滿足三極管導(dǎo)通條件，于是繼電器銜鐵處于釋放狀態(tài)（圖7 中繼電器的狀態(tài)），由電路分析可知，此時(shí)端口'OUT B'和'OUT C'處于內(nèi)部短接狀態(tài)，且未與整流電路有連接，而端口'OUT A' 和'OUT D'作為輸出，也就是將變壓器兩個(gè)輸出繞組串聯(lián)輸出，即串聯(lián)后形成的線圈的匝數(shù)為2N2，故輸出有效值為2Uo的方波電壓，其等效原理如圖8（a）所示；同理可知，當(dāng)輸入端電壓（V-BAT）高于17.1 V 時(shí)（輸入24 V 情況），Q3 基極驅(qū)動(dòng)電壓近似為0.7 V（三極管PN 結(jié)箝位作用，相當(dāng)于基極到發(fā)射極串聯(lián)一個(gè)二極管），滿足三極管導(dǎo)通條件，于是繼電器銜鐵處于吸合狀態(tài)，由電路分析可知，此時(shí)端口'OUT A'和'OUT C'以及'OUT B'和'OUT D'兩兩內(nèi)部短接輸出，也就是將變壓器兩個(gè)輸出繞組同名并聯(lián)輸出，即并聯(lián)后形成的線圈的匝數(shù)為N2，也就是輸出有效值為2Uo的方波電壓，其等效原理如圖8（b）所示。這樣一來，也就實(shí)現(xiàn)了恒壓轉(zhuǎn)換的目的。

該方案針對(duì)兩個(gè)不同的輸入電壓實(shí)現(xiàn)了恒壓輸出的切換，在后續(xù)整流電路部分，采用橋式整流電路。此處使用了四個(gè)快恢復(fù)二極管RHRP8120（圖7中的D36、D37、D41、D42）。在輸出濾波環(huán)節(jié)，采用兩個(gè)并聯(lián)的鋁電解電容（470 uF/400 V），從而得到穩(wěn)定的直流電壓輸出。

圖8 串聯(lián)或并聯(lián)輸出恒壓轉(zhuǎn)換電路等效原理圖

3.2 方案2：橋式或全波整流轉(zhuǎn)換

如果不采用串聯(lián)（12 V 輸入）和并聯(lián)（24 V 輸入）自動(dòng)切換的方案，為了保證恒定的輸出，則可在整流環(huán)節(jié)進(jìn)行整流方式的切換。

由橋式整流與全波整流的性質(zhì)可知：一個(gè)橋式整流電路的整流對(duì)象僅為一個(gè)線圈繞組，整流濾波輸出的電壓由這個(gè)線圈的匝數(shù)決定；而一個(gè)全波整流電路的整流對(duì)象為兩個(gè)對(duì)稱的線圈繞組，且兩個(gè)線圈構(gòu)成一個(gè)中心帶有抽頭的組合線圈，整流濾波輸出的電壓由這兩個(gè)對(duì)稱線圈同時(shí)決定，又因?yàn)榫€圈的對(duì)稱性（線圈匝數(shù)相等，兩個(gè)繞圈在中心抽頭處極性互異），所以其整流濾波輸出的電壓等效為一個(gè)線圈所決定，圖9 即為橋式和全波整流模式自動(dòng)切換的電路原理圖。

圖9 原理圖與圖7 原理圖相似，只是繼電器K2在控制端的接法與“串聯(lián)或并聯(lián)自動(dòng)切換電路”的接法有所不同，故在此僅介紹其整流方式的轉(zhuǎn)換原理。

圖9 橋式或全波整流恒壓轉(zhuǎn)換

圖9 中，在輸入端電壓（V-BAT）低于17.1 V時(shí)（輸入12 V 情況），繼電器銜鐵處于釋放狀態(tài)（圖7 中繼電器的狀態(tài)），由電路分析可知，此時(shí)端口'OUT B'和'OUT C'處于短接狀態(tài)（此時(shí)輸出繞組相當(dāng)于串聯(lián)輸出），且未與整流電路有連接，而端口'OUT A'和'OUT D'作為輸出，與四個(gè)二極管（圖9 中的D36、D37、D41、D42）構(gòu)成橋式整流方式，其整流對(duì)象為兩個(gè)相同的N2 匝線圈串聯(lián)組成的2N2 匝線圈，故整流濾波后的電壓為2Uo，其等效原理如圖10（a）所示；同理可知，當(dāng)輸入端電壓（V-BAT）高于17.1 V 時(shí)（輸入24 V 情況），繼電器銜鐵處于吸合狀態(tài)，由電路分析可知，此時(shí)端口'OUT B'和'OUT C'處于短接狀態(tài)，端口'OUT B'和'OUT C'構(gòu)成的變壓器中心抽頭與二極管D36、D37 的負(fù)極相連接，而端口'OUT A'和'OUT D'分別與二極管D41、D42 的正極相連接，一同構(gòu)成了全波整流方式，其整流對(duì)象為兩個(gè)相同的N2 匝線圈串聯(lián)組成中心帶抽頭的線圈，其實(shí)際整流對(duì)象等效為一個(gè)N2 匝的線圈，故整流濾波后的電壓為2Uo，其等效原理如圖10（b）所示。這樣一來，同樣也就實(shí)現(xiàn)了恒壓轉(zhuǎn)換的目的。

3.3 方案對(duì)比

圖10 橋式或全波整流恒壓轉(zhuǎn)換等效原理圖

方案1 的核心是根據(jù)輸入電壓的不同進(jìn)行兩個(gè)輸出繞組的串聯(lián)或并聯(lián)切換。由于寄生參數(shù)、元件所處空間環(huán)境不同，繞制變壓器很難達(dá)到理想設(shè)計(jì)狀態(tài)。盡管兩個(gè)線圈的匝數(shù)相同，但兩個(gè)相等匝數(shù)線圈在現(xiàn)實(shí)環(huán)境中還是難以實(shí)現(xiàn)電感量的絕對(duì)一致。而變壓器線圈的輸出電壓與其電感量有極為密切的關(guān)聯(lián)性，所以同一變壓器上的兩個(gè)相等匝數(shù)的輸出線圈之間很難保證絕對(duì)一致的電壓，此時(shí)兩個(gè)線圈并聯(lián)輸出，線圈之間會(huì)因電勢(shì)差而產(chǎn)生電流，即會(huì)產(chǎn)生并聯(lián)線圈的短路環(huán)流。短路環(huán)流不僅會(huì)影響其并聯(lián)線圈輸出的電壓，而且這種影響還表現(xiàn)為線圈內(nèi)部的抵消作用，導(dǎo)致輸出功率降低。這可以通過兩個(gè)有互感的線圈并聯(lián)原理分析得知（這里僅考慮同名端與同名端相連接的情況），如圖11 所示。

圖11 互感線圈的并聯(lián)示意圖

由互感線圈的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)方程組可知：

上式中L表示等效并聯(lián)電感量，L1、L2分別表示兩個(gè)線圈的電感量，k表示兩個(gè)線圈的耦合系數(shù)（，其中M為互感系數(shù)，由變壓器固有參數(shù)決定，，故k≤1）［13］。由 此可知，當(dāng)L1、L2差別較大時(shí)，該等效電感的電感值低于L1或L2中任何一方的電感值。

因此，如果采用方案1，雖然并聯(lián)輸出可以提高變壓器輸出繞組線圈的導(dǎo)線截面積，提高變壓器帶載能力。但由于實(shí)際變壓器的兩個(gè)相同輸出線圈的繞組很難完全一致，更難把控線圈繞組的電感量的一致，會(huì)導(dǎo)致并聯(lián)輸出繞組的等效電感量降低，輸出電壓降低，從而嚴(yán)重影響變壓器轉(zhuǎn)換效率。

方案2 的本質(zhì)是對(duì)整流方式的切換，即12 V 輸入時(shí)進(jìn)行橋式整流，24 V 輸入時(shí)進(jìn)行全波整流。由于使用了由兩個(gè)相同線圈組合成新的中心帶抽頭的線圈繞組方式，在全波整流的一個(gè)周期電壓工作波形過程中，每半個(gè)周期只有一個(gè)繞組向負(fù)載供電，另一個(gè)繞組線圈不向負(fù)載供電。這種整流方式不會(huì)使得輸出繞組線圈中產(chǎn)生短路環(huán)流，增強(qiáng)了變壓器的高效性、穩(wěn)定性。但是，全波整流方式對(duì)輸出繞組線圈的利用率不高。

以上兩種方案各有優(yōu)缺點(diǎn)，實(shí)際設(shè)計(jì)與制作中可根據(jù)具體情況進(jìn)行選擇。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)前述設(shè)計(jì)方案，使用推挽式拓?fù)涞墓β兽D(zhuǎn)換［15］，設(shè)計(jì)目標(biāo)為1 000 Watt 輸出，升壓電路如圖12 所示。

圖12 推挽式升壓電路圖

開關(guān)管使用了兩組型號(hào)為RU190N08 （ID=190 A，VDSS=80 V，RDS（ON）=3.9 mohm，N溝道型）的MOS管作為主功率開關(guān)管，該型號(hào)的MOS 管帶載能力強(qiáng)，峰值電流達(dá)到了190 A，峰值電壓達(dá)到了80 V。且兩組MOS 管分別并聯(lián)驅(qū)動(dòng)，達(dá)到擴(kuò)大驅(qū)動(dòng)電流的目的。

變壓器部分使用了一個(gè)PC40 材質(zhì)（初始磁導(dǎo)率為相對(duì)磁導(dǎo)率的2 300 倍左右的鐵氧體材質(zhì)，即μ≈2300·μ0）的臥式EE55 高頻變壓器［16］。變壓器的輸入繞組為兩組（圖12 中的每四小組線圈并聯(lián)充當(dāng)主輸入的其中一組）繞向相反的多股漆包線銅線圈，每組2 匝，并引出了中心軸頭作為公共接地點(diǎn)；而輸出繞組分為兩組高壓繞組（圖12 中使用了四個(gè)端口分別標(biāo)出），每組32 匝，且變壓器的PWM 驅(qū)動(dòng)頻率為f=28 k Hz。

此模塊應(yīng)用到了一款5 000 Watt 逆變電源中，如圖13 所示。基本參數(shù)為：輸入12 V 或24 V 直流電壓，輸出220 V/50 Hz 的正弦交流電，運(yùn)行正常。

圖13 DC-DC 升壓電源各模塊及整體實(shí)物圖

5 結(jié)論

采用純硬件電路設(shè)計(jì)方案，響應(yīng)快，可靠性高，在長(zhǎng)期運(yùn)行期間不存在軟件程序運(yùn)行中的“死機(jī)”問題。針對(duì)雙輸入狀態(tài)，設(shè)計(jì)了雙路復(fù)合型窗口電壓比較器電路，實(shí)現(xiàn)了電位邏輯保護(hù)；改進(jìn)了傳統(tǒng)推挽式升壓高頻變壓器的繞組結(jié)構(gòu)，并設(shè)計(jì)了與之相匹配的恒壓切換電路；針對(duì)輸出恒壓切換方式，提出了串聯(lián)/并聯(lián)、橋式/全波兩種不同的解決方案。這些關(guān)鍵技術(shù)的設(shè)計(jì)方案可以為實(shí)際的工程應(yīng)用提供借鑒作用。

以上設(shè)計(jì)方案應(yīng)用到實(shí)際的逆變電源中，在不同輸入電壓下（12 V 和24 V）進(jìn)行嚴(yán)格的測(cè)試，通過了大功率負(fù)載時(shí)的瞬態(tài)響應(yīng)測(cè)試，雙輸入功能降低了對(duì)輸入電源的嚴(yán)格要求，具有實(shí)用性。