趙海軍，徐 亮，余 梅，鄧樂樂

(西華師范大學計算機學院，四川 南充 637009)

1 研究背景

在許多無線應用中，由于尺寸、復雜性、功率或其他限制，用戶可能無法支持多天線，而且通過無線媒質的無線傳輸又存在諸如衰落和多用戶干擾等[1]，這可以通過協(xié)作分集來得到緩解[2-6]。在傳統(tǒng)的協(xié)作分集裝置中，一個用戶被單方面設計為有利于另一個用戶的中繼，至少在一段給定的時間內是這樣的。PENG T[7]提出了不同的協(xié)作協(xié)議，包括固定和自適應中繼協(xié)議。在固定中繼協(xié)議中，如放大-轉發(fā)和解碼-轉發(fā)協(xié)議，中繼器的作用就是轉發(fā)源端信息。一般來說，依賴于通過中繼器進行的信號處理，可把中繼方案分類為再生的或非再生的，PENG T[7]分別稱為解碼-轉發(fā)和放大-轉發(fā)。對于非再生中繼，中繼節(jié)點對所接收的信號進行放大，然后將它轉發(fā)。這種中繼方案的主要缺點是中繼器接收到的噪聲和干擾一起隨信號放大。而對于再生中繼來說，中繼器檢測并可能對源端信號進行解碼，然后再生并進行轉發(fā)。這種中繼方案雖然可以阻止噪聲傳播，但相比于非再生中繼方案，需要更多的處理，而且可能遭受中繼器上信號的錯誤檢測概率的影響。協(xié)作中繼利用源端-目的端和中繼器-目的端的信道的獨立衰落，然后目的端合并來自于這些不同信道的信號。在再生中繼中，如果中繼檢測是正確的，則目的端通過兩個分集路徑接收信號。GABER A H[8]提出了一種協(xié)作解決方案用于減輕陰影。SUMATHI K[9]的研究表明，用戶之間的協(xié)作可以增大上行鏈路多用戶信道的容量范圍。XU L[10]表明，基于重復的協(xié)作分集算法的全空間分集的好處是以降低協(xié)作用戶數(shù)的帶寬效率為代價的。相反，BAHADORI-JAHROMI F[11]和趙海軍[12]基于空時碼提出了其他用來提高帶寬效率的算法。然而，在再生中繼情況下，如果中繼器有檢測差錯，則在目的端合并后的有效信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)會被明顯降低。為了克服這些缺點，PENG T[7]提出了自適應中繼協(xié)議，包括選擇中繼和增量中繼協(xié)議。在選擇中繼協(xié)議中，只有當源端-中繼器鏈路的測量信道系數(shù)的幅值大于某一閾值時，中繼器才會轉發(fā)信息。對于增量中繼協(xié)議，來自于目的端的有限反饋被用來指示直接傳輸?shù)某晒蚴　?/p>

在不完全再生情況下關于選擇解碼和轉發(fā)協(xié)作通信的研究見文獻[13-14]。在文獻[13]中，源端在第一傳輸階段將其消息廣播給中繼器和目的端，在第二階段，如果在中繼器上瞬時接收到的SNR超過某個閾值，則中繼器轉發(fā)其接收到的信號給目的端。這個方案就是眾所周知的時間重復編碼。在該方案中，目的端合并從源端和中繼器接收到的信號。否則，如果源端-中繼器信道質量是可接受的，則中繼器保持沉默。這會導致相對于非協(xié)作通信的速率損失，因為數(shù)據是在不同的時隙、從不同的空間點傳輸?shù)?。在文獻[14]中，允許中繼器出錯，而且對于快衰落信道，選擇了分布式空時編碼(Distributed Space Time Coding，DSTC)與正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)[15]，給出了一種最佳的最大似然(Maximum Likelihood，ML)解碼器，這種解碼器利用中繼器上已知的差錯統(tǒng)計值，提出了當不知道這方面信息時的次優(yōu)解碼器。YOU Q[16]采用了同樣原理，但其中每個中繼器通過比較接收到的信號功率與一個判決門限值來決定是否轉發(fā)源端信息，閾值選擇的方式是中繼器能夠只轉發(fā)正確解碼的信息。

本文針對慢衰落信道和快衰落信道環(huán)境下的無線傳輸，提出了兩種采用再生中繼的按需協(xié)作分集(Cooperative Diversity on Demand，CDD)策略，它們利用瞬時源端-目的端SNR來實現(xiàn)協(xié)作。如果源端-目的端SNR低于預定的閾值，則目的端通過一個反饋路徑請求中繼器解碼并轉發(fā)從源端所接收到的信息。此外，還得到了采用二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)信號的端到端誤比特率(Bit Error Rate，BER)表達式。仿真實驗結果表明，兩種基于信噪比閾值判決的按需協(xié)作分集策略在慢衰落信道和快衰落信道環(huán)境下能實現(xiàn)分集并獲得理想的誤比特率。

2 系統(tǒng)模型

(1)

現(xiàn)在來描述本文提出的傳輸協(xié)議，它是時分雙工(Time Division Duplex，TDD)方案，見表1。只有當直接傳輸失敗時才觸發(fā)協(xié)作，直接鏈路的成功/失敗基于瞬時接收到的SNRγsd，當它超過閾值γ0時，就認為直接傳輸是成功的；否則，就需要協(xié)作(第二階段的傳輸)，而且目的端發(fā)送一個二進制反饋給源端和中繼器，請求它們再次轉發(fā)。根據這個原理，本文將成功直接傳輸?shù)母怕视洖镻r(γsd>γ0)，同時將目的端的解碼概率記為Pdec，協(xié)作方案依賴于信道環(huán)境。如果信道參數(shù)保持不變即在慢衰落信道條件下，而且協(xié)作被激活(γsd<γ0)，則源端保持沉默，中繼器采用相同的能量解碼并轉發(fā)從源端接收到的信號，這時在表1中表示為方案1。對于快速衰落信道，當需要協(xié)作時，兩個傳輸階段和源端之間的衰落幅度變化與中繼器一起通過采用分布式空時編碼聯(lián)合作用，這時在表1中表示為方案2。

表1 本文提出的協(xié)作系統(tǒng)協(xié)議

2.1 慢衰落信道

(2)

(3)

2.2 快衰落信道

(4)

(5)

(6)

其中，

(7)

當中繼傳輸不受限制時，系統(tǒng)會受到誤差傳播的影響，從而影響其分集次序。

如果考慮方案2中的BC-CDD，受預定閾值約束的中繼傳輸將提高系統(tǒng)的抗干擾能力并保持其分集次序，方案僅允許來自于目的端的反饋，因而形成一個按需盲協(xié)作分集。

設中繼器的閾值為γ0，協(xié)作判決取決于瞬時接收到的SNRγsr，更具體地說，如果γsd<γ0且γsr>γ0，則目的端接收如式(4)的分布式空時編碼信號，并將接收到的信號與CDD中的信號合并。然而，如果中繼器保持沉默，則只有源端轉發(fā)，且目的端接收：

(8)

因此，在目的端采用MRC檢測器合并的信號為：

(9)

3 方案性能分析

在傳統(tǒng)的解碼和轉發(fā)協(xié)議中，只有對消息進行完全解碼時，中繼器才會協(xié)同工作，因此，不存在目的端合并來自于分布式節(jié)點的接收信號差錯傳播風險。然而，在本文所提出的方案中，基于在目的端和在BC-CDD策略的中繼器上的SNR閾值電平γ0，就可以觸發(fā)協(xié)作，并將接收到的信號(像中繼可以轉發(fā)的錯誤解碼消息)合并，系統(tǒng)端到端的差錯概率(即誤比特率BER)定義為：

(10)

(11)

(12)

(13)

在這種情況下，考慮在瑞利平坦衰落信道上直接通信的特殊情況，這時只有當瞬時SNRγsd超過閾值γ0時才進行檢測，由此得到有效SNR的概率密度函數(shù)(Probability Density Function，PDF)是一個剪切指數(shù)函數(shù)：

(14)

(15)

考慮到在瑞利衰落信道上的BPSK性能，則平均差錯概率可以計算為：

(16)

3.1 慢衰落信道

在慢衰落信道中且當協(xié)作被觸發(fā)(γsd<γ0)時，目的端發(fā)送一個二進制反饋信號，告知中繼器需要轉發(fā)，這時，中繼器解碼從源端接收到的數(shù)據，采用在第一階段源端所采用的相同功率重新編碼和轉發(fā)它。

與衰落PDFpγrd(γsd)相關聯(lián)的相應MGFMγrd(s)為：

(17)

這時，確定MRC合并信號的MGF的MMRC(s)就很簡單，即：

(18)

3.2 快衰落信道

1)對于CDD方案，中繼傳輸是不受約束的，所以與衰落PDFpγ(γ)相關聯(lián)的相應MGFMγ(s)為：

(19)

(20)

①如果中繼器協(xié)作，則相應的MGFM1(s)與傳統(tǒng)情形是相同的，由式(19)確定，且采用MRC的合并信號的MGFMMRC1(s)為：

(21)

②如果γsr<γ0，則中繼器保持沉默，且只有源端使用Es/2能量發(fā)送。這時，相應的MGF為M2(s)，且有：

(22)

而且采用MRC的合并信號的MGFMMRC2(s)為：

(23)

(24)

(25)

(26)

(27)

最后可得到在慢衰落和快衰落環(huán)境下系統(tǒng)端到端的差錯概率(即誤比特率BER)Pe,sys。

4 方案性能評價

全部方案的仿真假設采用BPSK調制，并假設從每個發(fā)射天線到每個接收天線的衰落幅度是不相關的，而且是瑞利分布。此外，假設全部接收機有相同的噪聲特性，即全部路徑的噪聲功率是相同的，還假設接收機完全知道信道。評價本文方案對于BPSK調制，在系統(tǒng)目的端的端到端BER與SNR的關系。為了公平比較不同的方案，讓全部系統(tǒng)用相同的總能量傳輸。

圖1和圖2分別為采用CCD時的方案1(慢衰落信道)和方案2(快衰落信道)的性能曲線。

圖1 對于方案1采用CCD時的性能結果

圖2 對于方案2采用CCD時的性能結果

由圖1可知，本文方案1在最優(yōu)化參數(shù)γ0m=9.7 dB時可實現(xiàn)完全分集，當采用較低的閾值SNR電平γ0m=0時，就失去了完全分集的次序。由圖2可知，在方案2中，對于相同的最優(yōu)化參數(shù)γ0m=9.7 dB，獲得了等于2的最大分集次序，對于等于10-5的BER，獲得了2.5 dB的增益。

圖3和圖4為采用CDD策略與采用BC-CDD策略的方案2(快衰落信道)的性能比較。從圖4可見，當選擇最優(yōu)閾值γ0m=11.7 dB時，采用BC-CDD策略得到了期望的系統(tǒng)分集次序(等于3)，這表明BC-CDD提高了系統(tǒng)的性能。同時，從圖3和圖4可見，對于相同的SNR值，采用BC-CDD策略的BER值比CDD策略的BER值要低2～3個數(shù)量級，所以其性能明顯優(yōu)于CDD策略。反過來說，當具有相同的BER值時，BC-CDD策略的SNR值明顯低于CDD策略的SNR值，這表明BC-CDD策略比CDD策略更節(jié)能。

圖3 CDD和BC-CDD之間的性能比較(0=9.7 dB)

圖4 CDD和BC-CDD之間的性能比較(0=11.7 dB)

5 結語

綜上所述，本文研究了在不同環(huán)境下基于輸出閾值MRC方案的按需協(xié)作分集的性能，著重討論了在快速衰落環(huán)境下的兩種協(xié)作策略，即CDD策略和BC-CDD策略。仿真實驗結果表明，如果協(xié)作策略和輸出SNR閾值選擇得當，則可以獲得最小的系統(tǒng)端到端BER值。