唐志軍

(國網(wǎng)福建省電力有限公司電力科學研究院, 福建 福州 350007)

0 引言

模塊化多電平換流器(modular multilevel converter, MMC)是一種新型的高壓柔性直流輸電技術(shù)[1]， 是近年來在中壓和高壓工業(yè)場合中最具有吸引力的拓撲結(jié)構(gòu)之一. 如高壓直流輸電(high voltage direct current, HVDC)[2-4]， 中壓變速電機驅(qū)動[5-7]和靜止同步補償器[8-10].

相比于傳統(tǒng)的兩電平電壓源換流器， 盡管MMC以其優(yōu)越的性能， 在太陽能(風能)發(fā)電、 光伏并網(wǎng)等方面有著很大的發(fā)展前景， 但是其拓撲也有很多不足之處. 其中最主要原因是由于三相橋臂產(chǎn)生的相間環(huán)流使橋臂電流發(fā)生畸變[11]. 此環(huán)流不僅會減少MMC關(guān)鍵元件IGBT、 電容器的使用壽命， 而且還會產(chǎn)生附加損耗. 目前對MMC環(huán)流的抑制按照環(huán)流抑制控制器的類型分為： 基于比例積分控制的環(huán)流抑制控制器[12-13], 基于比例諧振控制的環(huán)流抑制控制器[14], 基于重復控制的環(huán)流抑制控制器[15]. 文獻[14]提出了比例諧振控制器以實現(xiàn)減少環(huán)流中的特定次諧波， 便于對內(nèi)部環(huán)流諧波分量進行無差控制， 這將有助于降低環(huán)流帶來的橋臂電流畸變程度. 但在比例諧振控制器的實現(xiàn)過程中， 會存在諸如不易實現(xiàn)及電網(wǎng)頻率偏移情況下不能有效抑制諧波的缺陷. 文獻[15]提出了一種重復控制以減少循環(huán)電流的偶次諧波分量. 與比例積分控制器相比， 所提出的技術(shù)占用更少的存儲器用于數(shù)據(jù)處理， 但無法應用到單相MMC 系統(tǒng). 文獻[13]在MMC內(nèi)部數(shù)學模型的基礎(chǔ)上， 采用二倍頻負序旋轉(zhuǎn)坐標變換將換流器內(nèi)部的三相環(huán)流分解為2個直流分量， 并設(shè)計了基于PI的環(huán)流抑制控制器. 這樣能夠減小相間環(huán)流， 但對于MMC-HVDC的研究, 并沒有考慮控制器參數(shù)的優(yōu)化問題. 簡單的PI參數(shù)已經(jīng)難以滿足實際系統(tǒng)在不同情況下的需求.

模糊PI控制是參數(shù)自整定調(diào)節(jié)器， 能夠根據(jù)系統(tǒng)本身的特性， 實現(xiàn)對參數(shù)的在線調(diào)整. 即通過模糊控制器在線調(diào)節(jié)PI控制器中kp、ki的值來實現(xiàn)在線參數(shù)自整定， 且模糊PI控制器應用廣泛并具有較好的控制效果[16]. 因此， 本研究提出了基于模糊理論的自適應PI控制器， 是用于抑制環(huán)流的附加控制器， 將內(nèi)部環(huán)流抑制在較低的水平且不增加橋臂電抗器和電容器， 達到消除MMC橋臂電流的波形畸變， 同時， 在MMC系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化的同時在線修正PI以達到自適應控制的目的.

1 三相MMC工作原理

模塊化多電平換流器由三個橋臂組成， MMC的數(shù)學模型如圖1所示， 每個橋臂又分為上、 下兩個部分， 分別稱為上橋臂和下橋臂， 都是多個子模塊級聯(lián)形成.UDC和IDC分別為直流側(cè)電壓和電流， O為直流側(cè)的零點位參考點. 圖中左上角為子模塊電路結(jié)構(gòu)， T1、 T2為IGBT開關(guān)器件， D1、 D2為反并聯(lián)在IGBT兩端的二極管，C為子模塊電容器的電容值. 子模塊SM主要有三種工作狀態(tài)： 當T1、 T2都施加關(guān)斷信號時， 稱為閉鎖狀態(tài)， 這種狀態(tài)為非正常工作狀態(tài)， 用于在MMC啟動時向SM電容器充電或者在故障時可以將子模塊電容器旁路； 當T2加關(guān)斷信號而T1加開通信號時， 稱為投入狀態(tài)， 其 SM電容器總是接入主電路充電或放電， 子模塊端電壓為電容器的電壓USM； 當T1加關(guān)斷信號而T2加開通信號時， 為切除狀態(tài)， 此時子模塊端電壓為零， 子模塊被旁路.

圖1 MMC基本結(jié)構(gòu)Fig.1 MMC basic structure

2 環(huán)流分析

橋臂電流由KCL組成， 可表示為：

(1)

(2)

(3)

(1)～(3)式中,Isum j為換流器內(nèi)部第j相的相間環(huán)流分量;IV j為第j相的交流輸出側(cè)電流;Ip j、In j分別是換流器內(nèi)部第j相的上橋臂電流和下橋臂電流(j=a，b，c).

換流器內(nèi)部環(huán)流分量在橋臂阻抗中產(chǎn)生的壓降可由下式表示：

(4)

這里,Usum j為換流器內(nèi)部第j相中由相間環(huán)流產(chǎn)生的不平衡壓降.

文獻[11]研究得出MMC內(nèi)部環(huán)流的主要成分是直流分量和二次諧波分量， 且二次諧波分量相序為負序的， 交流側(cè)電流的主要成分是基波分量和五次、 其次及以上諧波分量. 如下式所示：

(5)

式中,IDC為直流側(cè)電流;I2 f為環(huán)流中二倍頻分量的幅值;φ2 f為其初相位角;Q為環(huán)流中的3次及以上諧波分量， 數(shù)值很小可忽略不計.

為了得到易于控制的直流量， 需采用與負序2次諧波分量相對應的坐標變換. 進一步可達到設(shè)計控制器將內(nèi)部環(huán)流中的二次諧波分量消除. 首先， 坐標變換陣如下所示：

(6)

其次， 式(4)的三相表達式經(jīng)過坐標變換后可得到dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的數(shù)學模型：

(7)

其中：I2fd、I2fq為環(huán)流中二倍頻分量的經(jīng)坐標變換后的直流量;ω為系統(tǒng)交流側(cè)角頻率. 最后， 可得環(huán)流抑制PI控制框圖(詳見圖2).

圖2 PI控制器Fig.2 PI controller

3 模糊自適應技術(shù)實現(xiàn)原理

考慮到控制器參數(shù)的優(yōu)化問題， 設(shè)計如圖3所示環(huán)流抑制模糊PI控制器. 控制結(jié)構(gòu)包括模糊控制器和參數(shù)可調(diào)的PI控制兩部分， 模糊控制器的類型采用二維模糊控制器， 三相控制量Isum j經(jīng)dq轉(zhuǎn)換后的I2 fd、I2 fq均為直流量， 即可實現(xiàn)期望值為0的環(huán)流抑制控制.

圖3 模糊自適應控制器結(jié)構(gòu)Fig.3 Fuzzy adaptive controller structure

誤差E為給定電流參考值與實際環(huán)流量之差， 即環(huán)流分量坐標變換后的值(Icird、Icirq)，Ec為E的變化量. 模糊控制器的輸出Δki、 Δkp為第二部分PI參數(shù)的修正量.E較小時輸出值Δki較大， 并且綜合考慮Ec，E較大時輸出值Δkp較大. 由于環(huán)流抑制的參考值為0， 為了進一步提高控制器的自適應精度，E和Ec的論域設(shè)定以當前的二倍頻分量的大小為基準， 并在一段時間后修改一次. 模糊控制器的輸入變量E的模糊等級分別為PB、 PM、 PS、 ZR、 NS、 NM、 NB， 分別表示正大、 正中、 正小、 零、 負小、 負中、 負大， PB、 NB的隸屬度函數(shù)選擇為Z-型隸屬度函數(shù)， 除此之外其余均為三角形隸屬度函數(shù). 離散論域應為[ 0.5Isumd, 0.3Isumd, 0.1Isumd, 0, -0.1Isumd, -0.3Isumd, -0.5Isumd]， 誤差變化率Ec的離散論域應為[0.4E, 0.2E, 0.1E, 0, -0.1E, -0.2E, -0.4E]. 同理可得出輸出變量Δki、 Δkp的模糊語言的論域和模糊等級.

針對系統(tǒng)控制目標要求， 本研究根據(jù)實際操作經(jīng)驗和實驗分析得到Δki的控制規(guī)則， 詳見表1.

表1 Δki模糊控制規(guī)則

首先， 采用Takagi-Sugeno模糊推理機制， 表1模糊結(jié)論對應49個模糊結(jié)論函數(shù)， 第k個模糊結(jié)論函數(shù)如下所示：

(8)

其次， 模糊PI速度控制器的輸出量Δki、 Δkp的曲面圖如圖4～5所示.

最后， 利用重心法反模糊化得到輸出值Δki、 Δkp.

圖4 Δki輸出曲面圖 Fig.4 Δki of output surface map

圖5 Δkp輸出曲面圖Fig.5 Δkp of output surface map

4 仿真分析

為了驗證提出的環(huán)流抑制策略的有效性， 在PSCAD/EMTDC聯(lián)合MATLAB仿真環(huán)境中搭建了雙端201電平的有源網(wǎng)絡(luò)的MMC- HVDC系統(tǒng)仿真模型. 整流側(cè)采用定直流電壓和定無功功率控制， 直流電壓指令值為±320 kV， 無功功率指令值為0. 逆變側(cè)采用定有功功率和定無功功率控制， 有功功率指令值為600 MW， 無功功率指令值與整流側(cè)相同. 外環(huán)功率調(diào)節(jié)器和電壓調(diào)節(jié)器均采用PI控制， 內(nèi)環(huán)電流控制器采用前饋解耦控制. 環(huán)流抑制控制器采用的是本研究提出的模糊自適應PI控制器. 直流母線電壓UDC=320 kV， 每相橋臂的等效電阻R0=1 Ω， 等效電抗L0=50 mH， 模塊單元電容器電容值為5 mF.

1) 環(huán)流抑制器在0.1 s投入. 仿真結(jié)果分析如圖6所示. 由圖6(a)～(b)可知， 整流側(cè)橋臂環(huán)流中含有直流分量、 二次諧波分量， 在沒有投入環(huán)流抑制器前環(huán)流峰值達到了0.83 kA， 在模糊自適應PI環(huán)流控制器和PI環(huán)流控制啟動后， A相橋臂環(huán)流分量大小普遍降低， 但本研究所提出的模糊PI控制對環(huán)流分量有更好的抑制效果， 消除了橋臂環(huán)流波形中的二倍頻分量， 可將環(huán)流減少到可以忽略不計的程度. 同時， 設(shè)計的控制器在逆變側(cè)環(huán)流抑制效果如圖6(c)所示， 對環(huán)流分量也有較好的抑制效果. 因此， 所設(shè)計的模糊自適應PI控制器超調(diào)量更小、 響應速度更快， 模糊PI控制器較PI控制在控制精度方面和魯棒性方面表現(xiàn)更加優(yōu)越. 且該方法可以簡化PI參數(shù)的調(diào)節(jié)， 實現(xiàn)動態(tài)調(diào)節(jié). 另外， 應用了模糊自適應PI控制器， 由圖6(d)可知還可消除A相上橋臂電流畸變， 由圖6(e)可得各子模塊電容器電壓波動明顯減小， 驗證了該設(shè)計的環(huán)流抑制控制器的有效性.

圖6 環(huán)流抑制仿真Fig.6 Circulation suppression simulation

2) 系統(tǒng)在0 s時交流側(cè)發(fā)生單相接地故障持續(xù)時間0.02 s， 仿真結(jié)果如圖7所示.

圖7 非對稱故障下MMC橋臂共模電流Fig.7 MMC bridge arm common mode current on the AC side under the asymmetric fault

整流側(cè)的橋臂環(huán)流分量的FFT如圖7所示， 圖7(a)為不采用模糊PI環(huán)流抑制控制器的環(huán)流分量 (fast fourier transformation， FFT)分析結(jié)果， 圖7(b)則是采用本研究所提出控制器的環(huán)流分量FFT分析結(jié)果. 由文獻[17]可知， 在交流電網(wǎng)不對稱的情況下， 橋臂共模電流會出現(xiàn)直流電流、 直流環(huán)流、 交流基頻環(huán)流和交流2倍頻環(huán)流等多個頻率分量. 由圖7(a)～(b)可知， 當加設(shè)本研究所提出的模糊PI環(huán)流抑制控制器時， 所產(chǎn)生的各個倍頻分量的幅值都有所減小， 其中基頻分量最明顯. 因此， 在交流側(cè)發(fā)生不對稱故障時， 本研究所設(shè)計的控制器將有助于減小橋臂環(huán)流的波動大小.

5 結(jié)語

針對基于模塊化多電平換流器的柔性直流輸電的環(huán)流抑制控制方法進行研究， 提出基于作用模糊子集的模糊PI環(huán)流抑制控制器. 通過仿真分析, 表明本研究所設(shè)計的模糊自適應PI控制器相比于傳統(tǒng)控制器具有較好的控制效果， 提高了環(huán)流抑制控制器的快速性和魯棒性， 同時兼顧PI控制和自適應控制的優(yōu)點， 可以實現(xiàn)在線調(diào)節(jié)PI參數(shù)， 提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性.