饒俊峰， 唐正宇

（上海理工大學 機械學院，上海 200093）

近年來，隨著脈沖功率技術的發(fā)展，脈沖發(fā)生器的應用也越來越廣泛。高壓脈沖在作用于DBD（dielectric barrier discharge）負載時，在一次放電結束外加電壓的下降沿足夠快的時候，僅靠阻擋介質(zhì)上殘留的電荷產(chǎn)生的電壓，可使氣隙再次擊穿形成二次擊穿放電，提高放電效率[1]。所以有著快速下降沿的高壓方波脈沖更適合介質(zhì)阻擋放電負載。在脈沖功率技術中常見的產(chǎn)生高壓方波脈沖的方法是全固態(tài)Marx 發(fā)生器，它用半導體固態(tài)開關如IGBT（insulated gate bipolar transistor）代替?zhèn)鹘y(tǒng)Marx 的氣隙火花開關，大大改善了高壓脈沖參數(shù)的調(diào)制性和壽命。全固態(tài)Marx 方波脈沖源同樣采用并聯(lián)充電串聯(lián)放電的原理[2]，各級電容通過放電管導通串聯(lián)起來對負載放電形成高壓脈沖[3-4]。這種方案的輸出電壓等級根據(jù)電路的級數(shù)和各級儲能電容的耐壓來決定。為實現(xiàn)高壓輸出，通常采用多級電路。但隨著級數(shù)增多，整個電路回路變長，寄生電感增大，導致輸出脈沖前沿變緩，且對驅(qū)動電路的同步性和可靠性要求更高。為避免級數(shù)過多，通常會采用提高單級開關管耐壓的方法，但是半導體隨著耐壓的提高動態(tài)性能會變差，成本也會相應增加。半導體串聯(lián)技術在提高開關管耐壓的同時，可以保證其動態(tài)性能的穩(wěn)定，這對形成快速高壓脈沖前后沿是非常重要的。

1 主電路結構

半導體開關串聯(lián)可以解決開關管耐壓的問題，同時可以最大程度上簡化電路，通過高壓直流電源向一級高壓電容充電，再通過對一組串聯(lián)IGBT 開關導通關斷的控制，就可以得到負載所需的高壓脈沖。圖1 為采用IGBT 串聯(lián)技術的方波電路，T1為放電開關組，T2為截尾開關組，RL為限流電阻，C1為儲能電容。主開關管IGBT 的型號為IXYH50N120C3D1，單管耐壓1 200 V，常溫下通流為90 A。它的工作原理是：高壓直流電源HVDC 通過一個充電電阻給高壓電容充電到設定電壓幅值?？刂拼?lián)IGBT 模塊T1的導通和關斷對電容電壓進行斬波，對負載放電，形成高壓脈沖。在T1完全關斷的時候，讓截尾開關管T2導通快速釋放掉負載上的殘存電荷，陡化脈沖后沿，從而輸出高壓方波脈沖。

圖 1 采用開關管串聯(lián)技術的高壓方波脈沖源原理圖Fig.1 Circuit of high-voltage square wave pulse generator using series switches

開關管串聯(lián)的主要難點在于：

a. 均壓要求高。每個IGBT 的制造工藝不可能完全一致，使得各個器件中一些關鍵參數(shù)如載流子的濃度、壽命、寄生電容大小不同，各個器件的開通速度存在差異。這些差異會造成串聯(lián)的器件之間存在電壓分配不均衡的現(xiàn)象，嚴重時會導致IGBT 因過壓而損壞[5]。

b. 驅(qū)動信號的同步性要求高。信號不同步會導致開通較快和關斷較慢的器件上瞬間過電壓，嚴重時可導致IGBT 過壓擊穿損壞。

c. 浪涌過電壓。由于電路中分布電感的存在，加之IGBT 開關速度較快，當IGBT 關斷瞬間與之并接的反向恢復二極管逆向恢復時，就會產(chǎn)生很大的浪涌電壓，有擊穿IGBT 的風險。

解決這3 個問題的要點在于同步驅(qū)動和過壓保護，可以通過在每級IGBT 集電極和發(fā)射極兩端并聯(lián)大電阻的方法實現(xiàn)靜態(tài)均壓。動態(tài)均壓的研究分為兩個方向：一是在IGBT 的CE 端并聯(lián)緩沖電路，如RCD 緩沖電路[6-7]；二是對驅(qū)動信號進行跟蹤控制，如柵極信號延遲法[8]、耦合變壓器同步法[9]等。柵極信號延遲法需要在驅(qū)動電路中加入電壓比較電路，增加了設計難度；耦合變壓器同步法是將各級驅(qū)動用變壓器耦合，保證驅(qū)動電流不發(fā)生變化。耦合變壓器體積過大會對驅(qū)動電路的緊湊性造成影響，而且這種方法也沒有解決各級串聯(lián)IGBT 由于自身參數(shù)而導致的開通或關斷存在延遲的問題。無源緩沖電路可以解決這兩個問題，因為緩沖電路是一種被動的保護方法，它的作用就是在IGBT 的CE 端出現(xiàn)過壓時來吸收過電壓。

如圖2 所示為RCD 緩沖電路，Rd是靜態(tài)均壓電阻。RS，CS，DS組成緩沖電路，CS吸收IGBT集電極和發(fā)射極之間的過電壓，并在IGBT 導通時通過RS釋放吸收的電荷。從靜態(tài)均壓的效果來看，Rd的阻值越小均壓效果越好，但是消耗的功率也就越大。在實際應用中，Rd的選取需要進行綜合考慮，可參考經(jīng)驗式（1）：

式中：Umax是單管IGBT 工作的最大電壓；UDC是圖1 中 HVDC 的充電電壓；IS為IGBT 關斷情況下的漏電流；VCE為IGBT 集電極發(fā)射極電壓；n 為 串 聯(lián)IGBT 個 數(shù)。Umax=kVCE（0

圖 2 RCD 緩沖電路Fig.2 RCD snubber circuit

緩沖電路中，電容CS的值根據(jù)式（2）計算得到：

式中：IL為IGBT 最大安全工作電流（參考數(shù)據(jù)表）；Δtd為IGBT 導通或關斷的延遲時間；ΔU=（1?k）·VCE。吸收電阻RS要在IGBT 導通的時間內(nèi)將電容CS的電荷釋放，RS的取值可參考式（3）。

式中，τ 為IGBT 一個頻率周期內(nèi)的導通時間。

通過圖3 的測試電路，可以更清楚地說明RCD 緩沖電路的工作過程。如圖3 所示，R1為測試電路的負載。為了減小電阻電感的影響，電阻兩端并聯(lián)快恢復二極管D1。為保護測試IGBT不被損壞，將兩個串聯(lián)IGBT 的工作裕量k 設置為0.5。根據(jù)IGBT 數(shù)據(jù)表信息，它們的最大工作電壓為600 V。Rd，RS，CS的值可由式（1）～（3）算出。

圖 3 RCD 測試電路Fig.3 RCD test circuit

測試過程是將Tq1和Tq2作對比，保持Tq1的驅(qū)動信號不變，將Tq2的驅(qū)動信號進行延時，人為地造成Tq2承受過壓的情況。根據(jù)以往經(jīng)驗，IGBT 在承受過壓不超過0.3 μs 持續(xù)時間的情況下是安全的，所以Tq2的延遲時間被設定為0.2 , 0.4 ,0.6 μs，實驗結果如圖4 所示。圖4（a）是在沒有RCD 緩沖電路的保護下，Tq2的CE 兩端電壓波形圖。從圖中可以看出，隨著延遲時間的增加，Tq2所承受的過壓是逐漸增加的，而且都超過了設定的閾值電壓。圖4（b）是在RCD 緩沖電路保護下，Tq2的CE 兩端電壓波形圖。從圖中可以看出，隨著延遲時間的增加，CE 兩端電壓無過壓情況產(chǎn)生，而且幅值保持在閾值電壓以下。從測試的結果可以看出RCD 緩沖電路對過壓的抑制作用。

圖 4 Tq2 的CE 兩端電壓波形圖Fig.4 Waveform of voltage at two ends of IGBT Tq2

從圖4 還可以反映出延遲時間越長，RCD電路中電容吸收的電荷就越多，電源的效率受到影響。RCD 緩沖電路是一種被動的保護方式，只有在驅(qū)動信號不同步時才會工作。所以驅(qū)動電路的設計首先考慮的因素就是信號的同步性。

2 驅(qū)動電路

串聯(lián)IGBT 由于導通的IGBT 存在管壓降，所以各個串聯(lián)IGBT 的發(fā)射極電位不同，必須采取同步隔離的驅(qū)動方式。常見的隔離驅(qū)動方式有3 種：光耦隔離驅(qū)動、變壓器隔離驅(qū)動、光纖隔離驅(qū)動。光耦的隔離電壓僅有幾千伏，對于高壓脈沖電源來說是遠遠不夠的。而且光耦驅(qū)動芯片和光纖驅(qū)動還需要隔離供電，不適合應用在串聯(lián)IGBT 的驅(qū)動中[10]。光纖隔離驅(qū)動響應速度快，隔離電壓高，但價格昂貴，考慮到成本和實用性，串心磁環(huán)同步磁隔離驅(qū)動是最佳方案。

2.1 串心磁環(huán)隔離驅(qū)動電路

串心磁環(huán)隔離驅(qū)動，首先要考慮磁芯的選擇問題。為了減少匝數(shù)，通常會選擇高滲透性的材料。高磁通量擺幅的材料可以有利于減少磁芯截面和匝數(shù)，節(jié)省空間。具有較小矯頑力的磁芯可以降低一般工作狀態(tài)的功率，考慮到電源的工作頻率通常大于1 kHz，所以磁芯應該是具有良好高頻特性的軟磁材料。如硅鋼在靜態(tài)特性下具有較高的磁通擺動量，但工作頻率不超過400 Hz，否則其磁通擺動量可能會突然下降[11]。本設計選用一種納米晶磁芯來作為隔離變壓器磁芯，其優(yōu)點是有較高的磁通量擺幅、較低的矯頑力和剩磁[12]。

串心磁環(huán)隔離驅(qū)動電路如圖5 所示。它由多個共原邊的變壓器來隔離驅(qū)動多個開關管。串聯(lián)的公共原邊保證了多路信號的同步性，原邊的驅(qū)動信號電壓將平均分給各個磁環(huán)副邊驅(qū)動各級IGBT。驅(qū)動電路正常工作時原邊驅(qū)動信號的幅值為各級IGBT 驅(qū)動電壓之和乘以變壓器變比。假設驅(qū)動電壓為15 V，原副邊匝數(shù)比為1∶4，十級IGBT串聯(lián)，那么原邊開通信號電壓幅值為37.5 V。為了提供原邊的驅(qū)動信號，這里采用如圖6 所示的半橋電路來提供開通和關斷信號。

圖 5 共原邊變壓器隔離驅(qū)動Fig.5 Isolated driving circuit based on the same primary

工作原理是，直流電源持續(xù)給電容充電，充電電壓根據(jù)IGBT 串聯(lián)的級數(shù)適當調(diào)節(jié)。當開關管S1導通時，電容C1對原邊放電產(chǎn)生開通信號；S2導通時，電容C2對原邊放電產(chǎn)生關斷信號。這種驅(qū)動方式把驅(qū)動功率都集中在串心磁環(huán)原邊，解決了傳統(tǒng)驅(qū)動芯片隔離供電的問題。各級串聯(lián)IGBT 的驅(qū)動受同一原邊控制，解決了信號同步性的問題。應用這種隔離變壓器驅(qū)動需要避免磁芯飽和限制傳輸信號的脈寬。參考伏秒積公式：

式中：V0為脈沖幅值；Tw為脈寬；N 為變壓器匝數(shù)；B0為臨界磁通量，根據(jù)剩磁Br來確定；Aw為磁芯橫截面積。

圖 6 半橋電路Fig.6 Half-bridge circuit

由于磁芯尺寸的選擇要充分考慮驅(qū)動電路所占空間，磁芯橫截面積Aw和變壓器匝數(shù)N 的值受到限制。如果串心磁環(huán)副邊輸出直接驅(qū)動IGBT，導通脈寬Tw將受到磁芯飽和的影響。為了獲取更大輸出脈寬，利用開關管門極電容電荷自維持原理可大大提高開關管的導通脈寬。

如圖5 所示，磁環(huán)副邊驅(qū)動模塊可以實現(xiàn)開關管門極自維持功能[12]，具體工作原理是：當正向開通信號由變壓器副邊接入驅(qū)動模塊，驅(qū)動模塊將直接輸出變壓器端的開通信號驅(qū)動IGBT 導通；當信號進入死區(qū)，驅(qū)動模塊相當于斷路，IGBT的柵極電容失去放電回路，其電壓自動維持，使得IGBT 持續(xù)導通；直到反向關斷信號由變壓器副邊接入驅(qū)動模塊，IGBT 柵極電容被反向充電到負壓，IGBT 被關斷。當關斷信號結束后，柵極電容電壓依然維持負壓，保證IGBT 可靠關斷[13]。

這種驅(qū)動電路可以有效解決磁芯飽和對脈寬的限制問題。圖7 為實際電路中變壓器副邊的開通信號（黑色）和關斷信號（藍色）以及開關管的門極驅(qū)動電壓（紅色）。可以明顯看出驅(qū)動電壓在信號進入死區(qū)后，能通過門極電容繼續(xù)維持。關斷信號可以將門極電容充到負壓，保證IGBT 的可靠關斷。這時IGBT 的實際導通時間由開通信號和關斷信號的相位差來決定，只需通過加大開通信號和關斷信號之間的死區(qū)時間即可增大開關管的導通脈寬。

2.2 延時驅(qū)動電路設計

圖1 中的截尾管T2仍由串聯(lián)IGBT 組成，它的驅(qū)動要求與主放電開關管T1基本相同。在時序上，T2導通的時刻要在T1完全關斷之后，否則可能造成放電管和截尾管直通短路。因為時序上的差異，要想實現(xiàn)截尾功能，還需要一路圖6 所示的半橋驅(qū)動電路搭配串心磁環(huán)來驅(qū)動截尾管工作，這增加了整個電路的復雜程度和成本。如果將主放電管的關斷信號作延時處理再驅(qū)動截尾管，就可以在避免直通短路的同時實現(xiàn)高壓脈沖的截尾功能。在截尾過程中，負載的殘余電荷量很少，在百納秒時間內(nèi)即可釋放完畢，因此，截尾管的驅(qū)動信號上升沿和脈寬沒有特殊限制。

圖8 所示是由BJT 組成的延時電路，它與放電管T1的驅(qū)動共原邊。當主放電管導通時，根據(jù)磁環(huán)耦合設置，T2兩端輸入負壓時延時電路不工作；當關斷信號傳輸?shù)酱拇怒h(huán)TX 副邊，放電管T1關斷，與此同時接入延時電路的信號將延時驅(qū)動截尾管導通工作。

延時電路的工作過程分為兩個階段。

a. 延時階段。

這時原邊關斷信號傳到變壓器副邊，在圖8的電路中有正電流通過R1向串聯(lián)在BJT 的電容C1充電，Q1導通，電流經(jīng)過Q1開始流過電感，L1進入儲能階段。Q1的導通同時造成IGBT 的門極短路，這段時間的IGBT 始終處于關斷階段，即導通被延遲了，延遲時間由電容的充電常數(shù)決定。

b. 驅(qū)動階段。

電容C1的充電電流會逐漸降低，當經(jīng)過Q1的基極電流變?yōu)? 時，Q1關斷。電感L1開始釋放能量，給驅(qū)動截尾管T2門極電容進行充電，使其導通工作。當整個電路的驅(qū)動信號進入死區(qū)時，電容C1的電荷通過R1、R2、磁環(huán)TX 副邊釋放，保證下一個周期的電容C1的正常工作，截尾管T2的門極電壓也逐漸衰減，自動關斷。

延時驅(qū)動的時間就是三極管Q1的導通時間，它受電容C1的充電時間控制。C1的充電過程可以理解為一個由電阻R1，R2和電容C1組成的一階電路的零狀態(tài)響應，副邊輸出在整個關斷信號的時間內(nèi)可以等效成一個穩(wěn)定輸出的直流電源US。由此根據(jù)KVL 可計算出電容兩端電壓uc的表達式[14]：

這里的時間常數(shù)τ=C1R1。根據(jù)式（5）可以畫出uc的變化曲線如圖9 所示。由圖可知：當uc逐漸接近US時，uc的變化率逐漸減小到接近0，這時的ic也逐漸減少接近0，當ic的值減小到不足以驅(qū)動BJT 導通時，BJT 會自動關斷，從圖中分析可知，BJT 導通的時間大致等于一個τ。利用這一特性，可以通過改變時間常數(shù)τ 的方法來控制電容的充電時間從而控制延時時間。根據(jù)式（2）來推導：當增大時間常數(shù)τ 時，電容充電時間增大，BJT 導通時間增大；當減小時間常數(shù)τ 時，電容充電時間減小，BJT 導通時間減小[15]。

圖 9 電容充電電壓uc 和充電電流icFig. 9 Charging voltage uc and current ic of the capacitor

最大延時時間受延時驅(qū)動信號脈寬限制，因為超過驅(qū)動信號脈寬后，原邊信號進入死區(qū)，副邊相當于短路，電容開始反向放電，BJT 基極電流呈現(xiàn)瞬時反向，BJT 關斷。電感開始向截尾管門極提供驅(qū)動電壓，延時結束，截尾管導通工作。在實際應用中，延遲時間的調(diào)節(jié)范圍與圖2所示的直流電源模塊有很大關系，如果直流電源模塊提供的電流過小，電容C1就會一直保持在充電狀態(tài)，Q1會在整個信號周期內(nèi)一直處于導通狀態(tài)，延時時間將不可調(diào)整，始終為圖6 半橋電路輸出的下半橋壁信號脈寬。同理，如果直流模塊電源提供的電流過大，延遲時間的可調(diào)范圍將大幅度縮小，嚴重時可能造成直通短路的情況發(fā)生。

綜上所述，時間常數(shù)τ 為實際驅(qū)動延遲時間的大小提供了理論參考值，實際應用還要結合仿真和實驗共同驗證。如圖10（a）是延時驅(qū)動的PSpice 仿真結果；圖10（b）是延時驅(qū)動的實測結果。從圖中可看出仿真和實測條件下的延遲時間大致相等，約為2 μs，但是它們的電路參數(shù)有所不同，實測電路的參數(shù)是在仿真的基礎上增大了電容C1的值。在相同參數(shù)下，實測電路延時時間相較于仿真來說偏小，由此可看出所選擇的直流電源模塊輸出電流偏大，因此采用增大電容C1的方法來增加延遲時間。最終延時驅(qū)動電路的參數(shù)為：L1=330 μH，R1=1 kΩ，C1=10 nF，R2=2 kΩ。

圖 10 延時電路Fig.10 Delay circuit

3 實驗結果及分析

為了驗證上述設計方案，進行了輸出參數(shù)為10 kV、重復頻率為1 kHz 的高壓脈沖輸出實驗，如圖11～12 所示。充電電壓11 kV，存儲電容C1為4 nF，負載為電阻性負載，電阻為20 kΩ。

圖 11 高壓方波脈沖輸出波形Fig.11 Waveforms of high voltage square wave pulses

從圖11（a），（b）中可以看出，輸出的高壓脈沖在重頻下是穩(wěn)定的。高壓脈沖脈寬為8 μs，示波器測量的輸出脈沖上升沿為157 ns，下降沿為78 ns。為了驗證截尾的效果，進行了無截尾10 kV 脈沖輸出的對比實驗。

圖12（a），（b）顯示了加入截尾開關T2前后的輸出脈沖下降沿的對比，無截尾的脈沖下降沿持續(xù)時間為3.5 μs，遠大于截尾后的脈沖下降沿，這也從側面驗證了延時驅(qū)動電路的可行性。

圖 12 截尾前后脈沖源輸出波形Fig.12 Waveforms of pulses before and after truncation

4 結 論

這種采用串聯(lián)IGBT 實現(xiàn)高壓方波輸出的方法，通過串心磁環(huán)隔離驅(qū)動來實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 的同步驅(qū)動，同時解決了脈寬受磁芯飽和限制的問題。在串心磁環(huán)隔離驅(qū)動的基礎上，設計了一種延時驅(qū)動電路，將放電管的關斷信號經(jīng)延時處理后驅(qū)動截尾管工作實現(xiàn)方波輸出，省去了截尾管的一路驅(qū)動信號，簡化了驅(qū)動電路。采用RCD 緩沖電路對串聯(lián)IGBT 進行過壓保護，并通過測試實驗驗證了RCD 電路的效果。最后對高壓脈沖方波源進行實驗，在阻性負載上獲得脈沖幅值10 kV、頻率1 kHz，脈寬8 μs 前后沿為百納秒的方波脈沖。實驗對比了截尾前后的波形，驗證了延時驅(qū)動電路的可行性。