馮躍輝

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第七研究所 廣東省廣州市 510310）

1 概述

隨著無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)的發(fā)展，寬頻段和高跳速成為軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)展的主要方向，這對(duì)頻率合成器的無(wú)雜散頻率覆蓋、鎖定時(shí)間、功耗等提出了更苛刻的需求。小數(shù)分頻鎖相環(huán)可以在不改變參考時(shí)鐘頻率的前提下，增加輸出信號(hào)頻率范圍和分辨率，在對(duì)頻率步進(jìn)和噪聲水平要求較高的應(yīng)用中可以大大簡(jiǎn)化系統(tǒng)設(shè)計(jì)。小數(shù)雜散是小數(shù)分頻鎖相環(huán)應(yīng)用中的主要問(wèn)題，有用信號(hào)頻帶內(nèi)的雜散會(huì)直接影響接收機(jī)靈敏度和發(fā)射機(jī)雜散性能。

本文在詳細(xì)分析小數(shù)環(huán)雜散產(chǎn)生機(jī)理的基礎(chǔ)上，提出了一種寬頻段覆蓋、快速頻率切換的雜散抑制方法，并設(shè)計(jì)了硬件電路和雜散抑制算法，經(jīng)實(shí)測(cè)驗(yàn)證達(dá)到了良好的實(shí)用效果。

2 實(shí)現(xiàn)原理

2.1 小數(shù)環(huán)工作原理

小數(shù)環(huán)功能框圖如圖1 所示。參考時(shí)鐘Fref 經(jīng)R 分頻器后，產(chǎn)生鑒相器參考信號(hào)Fpd=Fref/R，VCO 輸出信號(hào)經(jīng)N 分頻器后產(chǎn)生鑒相器輸入信號(hào)Fp=Fvco/N，鑒相器輸出Fpf 和Fp 的累加相位差Pd，Pd 經(jīng)環(huán)路濾波后驅(qū)動(dòng)電荷泵產(chǎn)生VCO 控制電壓vc，VCO 在控制電壓vc 的驅(qū)動(dòng)下調(diào)整輸出頻率直至F1=F2。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，Pd 為0，鎖相環(huán)輸出頻率Fout 和參考時(shí)鐘Fref 關(guān)系為Fout×K/N=Fref/R。小數(shù)鎖相環(huán)的N 由整數(shù)部分和小數(shù)部分組成，即N=Ninteger+Nfractional。

N 分頻器由雙模整數(shù)分頻器、相位累加器和脈沖扣除電路組成。分頻值為N=Nint+Frac，Nint 為整數(shù)部分，Nfrac=Num/Den 為小數(shù)部分，其中Num 為小數(shù)分子，Den 為小數(shù)部分分母。小數(shù)分頻器的實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下。N 分頻器構(gòu)建一個(gè)Nint 分頻器和Nint+1 分頻器。初始狀態(tài)時(shí)，分頻器工作在Nint分頻器狀態(tài)下，相位累加器的值為0。然后每個(gè)鑒相周期Tpd 將累加器的值與Num/Den 做一次累加，當(dāng)累加器溢出時(shí)產(chǎn)生一個(gè)持續(xù)時(shí)間為T(mén)pd 的脈沖，此脈沖被用作雙模整數(shù)分頻器的切換開(kāi)關(guān)。這樣在前Den-num 個(gè)鑒相周期內(nèi)NCO 輸出的頻率為Fvco=Fpd*Nint，在后Num 個(gè)鑒相周期內(nèi)NCO 輸出的頻率為Fvco=Fpd*(Nint+1)，在Den 個(gè)鑒相周期內(nèi)VCO 輸出的平均頻率為Fvco=Fpd*(Nint+Num/Den)=Fpd*N。

2.2 小數(shù)分頻鎖相環(huán)的雜散

小數(shù)環(huán)的雜散主要包括參考雜散和小數(shù)雜散。參考雜散是鎖相環(huán)中最常見(jiàn)的雜散信號(hào)。參考雜散是由于電荷泵的UP/DOWN 電流失配造成的。當(dāng)鎖相環(huán)接近鎖定狀態(tài)的時(shí)候，鑒相器輸入兩個(gè)頻率非常相近的時(shí)鐘信號(hào)，輸出的電流脈沖Icp 時(shí)間很短，可能會(huì)無(wú)法打開(kāi)電荷泵而進(jìn)入死區(qū)?？梢酝ㄟ^(guò)在復(fù)位電路中加入延時(shí)單元來(lái)避免進(jìn)入死區(qū)，但這導(dǎo)致鎖相環(huán)在鎖定狀態(tài)下會(huì)產(chǎn)生寬度相同的UP和DOWN 電流脈沖。如果電荷泵的UP 和DOWN 電流完全匹配則不會(huì)有雜散輸出。但實(shí)際上由于模擬器件的差異性，UP 和DOWN電流無(wú)法完全匹配，從而導(dǎo)致鎖相環(huán)在鎖定狀態(tài)下，電荷泵產(chǎn)生與鑒相頻率相同的交替變換的正負(fù)脈沖。這些脈沖通過(guò)環(huán)路濾波器后調(diào)制VCO 產(chǎn)生分布在鑒相頻率Fpd 和其諧波N*Fpd 上的雜散[1]。

小數(shù)雜散又叫整數(shù)邊界雜散，是小數(shù)環(huán)特有的雜散。小數(shù)雜散的產(chǎn)生是鎖相環(huán)VCO 頻率和參考頻率小數(shù)倍校準(zhǔn)的結(jié)果。由小數(shù)環(huán)的工作原理可知，當(dāng)脈沖產(chǎn)生電路進(jìn)行脈沖扣除時(shí)，VCO 輸出頻率會(huì)在脈沖邊沿前后產(chǎn)生相差，這個(gè)相差會(huì)隨周期積累，在脈沖扣除時(shí)減小，在Den 個(gè)周期中扣除Num 個(gè)脈沖時(shí)清零，然后繼續(xù)積累。這種相位累積會(huì)在鑒相器輸出端產(chǎn)生周期性的階梯電壓波形，這個(gè)階梯波形通過(guò)濾波器阻抗響應(yīng)，驅(qū)動(dòng)電荷泵輸出，最終在VCO 中調(diào)制輸出，形成雜散。因?yàn)檫@種雜散周期是鑒相周期的Den 倍，分布在較低頻率的位置上，環(huán)路濾波器對(duì)其抑制效果十分有限。如果進(jìn)一步減小環(huán)路濾波器帶寬對(duì)其進(jìn)行抑制，會(huì)明顯犧牲鎖相環(huán)鎖定時(shí)間，而對(duì)于近端雜散并沒(méi)有抑制效果。環(huán)路鎖定時(shí)間如下公式（1）所示，式中BW 為環(huán)路濾波帶寬，ftol為可以容忍的頻率誤差，fjump為頻率跳變量[2]。

由以上原理可知，小數(shù)雜散分布以Fpd/Den 為單位，與小數(shù)分頻器的分子Num 相關(guān)。分頻器為整數(shù)（Num=0）時(shí)雜散能量為零；在整數(shù)邊界處，雜散強(qiáng)度最大；在遠(yuǎn)離整數(shù)邊界處，雜散強(qiáng)度減小。小數(shù)雜散具體分布規(guī)律如下。

（1）一階雜散。最大雜散為Fpd*(1/Den)和Fpd*((Den-1)/Den)；次大雜散為Fpd*( [DEN/2]/Den) 和Fpd*((DEN- [DEN/2])/Den)；第三大雜散為Fpd*( [DEN/3]/Den)和Fpd*((DEN- [DEN/3])/Den)；依次類(lèi)推，雜散強(qiáng)度依次減小。如果DEN /M 正好為整數(shù)，則此處雜散為0。（[]為向下取整運(yùn)算符）

（2）二階雜散。最大雜散為Fpd*(2/Den)和Fpd*((Den-2)/Den)。

（3）n 階 雜 散。最 大 雜 散 為Fpd*(n/Den) 和Fpd*((Den-n)/Den)。

圖1：小數(shù)環(huán)功能框圖

圖2：LMX2571 雜散分布示意圖

低階雜散分布比較靠近載波頻率，并且能量相對(duì)較大，特別是一階雜散中的最大雜散幅度往往在-70dBc 以上，必須予以消除。圖2 是TI 的低功耗小數(shù)鎖相環(huán)LMX2571 工作在Fpd=Fosc=26MHz，F(xiàn)vco=4893.2MHz，F(xiàn)out=611.65MHz時(shí)的雜散分布圖。圖中黑色三角表示參考雜散，紅色圓點(diǎn)表示小數(shù)雜散。由測(cè)試結(jié)果可知其雜散基本符合上述分布規(guī)律。

調(diào)整分頻器N 的值，使其在整數(shù)邊界附近變化，可發(fā)現(xiàn)明顯的雜散分布變化。如圖3 所示，左圖是Nfrac=0 時(shí)的雜散分布，中間圖是Nfrac=0.0027 時(shí)的雜散分布，右圖是Nfrac=0.27 時(shí)的雜散分布。可以看到N 值在邊界附近的調(diào)整對(duì)雜散影響巨大。

2.3 小數(shù)環(huán)雜散的消除

參考雜散以鑒相頻率為間隔分布，可以通過(guò)提高鑒相頻率，使得參考雜散落在環(huán)路帶寬以外，然后用環(huán)路濾波器予以消除。相比整數(shù)環(huán)，小數(shù)環(huán)可以使用更高的工作鑒相頻率，所以參考雜散一般都能很好的得到抑制。

小數(shù)雜散是小數(shù)環(huán)特有的雜散，小數(shù)環(huán)本身無(wú)法消除。由小數(shù)環(huán)雜散分布特性可知，可以通過(guò)選取適當(dāng)?shù)男?shù)環(huán)參數(shù)，使小數(shù)分頻器N 的小數(shù)分量避開(kāi)整數(shù)邊界，從而達(dá)到雜散規(guī)避的目的。下面將討論一種滿(mǎn)足寬頻段和快速頻率切換特性的小數(shù)環(huán)雜散消除方法。

本設(shè)計(jì)由參數(shù)計(jì)算模塊、雜散判決模塊和頻率補(bǔ)償模塊三部分組成。功能框圖如圖4 所示。

參數(shù)計(jì)算模塊根據(jù)所需頻率計(jì)算出最優(yōu)的K 和Fpd 等鎖相環(huán)參數(shù)，使得每套所選參數(shù)能夠覆蓋最大的無(wú)雜散頻率范圍輸出。雜散判決模塊通過(guò)計(jì)算Fvco 和Fpd 的模值，判斷Fvco 是否位于整數(shù)邊界范圍之內(nèi)，如果位于邊界之內(nèi)則對(duì)Fvco 進(jìn)行修正，如果位于整數(shù)上邊界之內(nèi)則進(jìn)行正修正，如果位于整數(shù)下邊界之內(nèi)則進(jìn)行負(fù)修正。后級(jí)的頻率補(bǔ)償模塊，根據(jù)雜散分布位置對(duì)修正過(guò)的Fout進(jìn)行反向補(bǔ)償。頻率補(bǔ)償模塊由工作在F0、Fa 和Fb 頻率下的頻率源和切換開(kāi)關(guān)組成，其中Fa-Fo=Fo-Fb=ΔF。處理流程如下。

圖3：邊界雜散變化示意圖

圖4：小數(shù)雜散處理功能框圖

圖5：雜散抑制效果

（1）參數(shù)計(jì)算模塊根據(jù)所需要的頻率Fout，選取最優(yōu)的K值。選取的原則是Fvco=Fout/K 應(yīng)在VCO 輸出范圍之內(nèi)，如果有多個(gè)K 值滿(mǎn)足條件則計(jì)算每個(gè)K 值下Fvco 與鑒相頻率Fpd 的余數(shù)M(K)，選擇其中與整數(shù)偏差最大的值M(K1)，對(duì)應(yīng)的K 值作為優(yōu)選參數(shù)K1，對(duì)應(yīng)的VCO 頻率為Fvco1。

（2）根據(jù)信道帶寬選取合適的保護(hù)間隔PB，在載波頻率±PB范圍內(nèi)要避免超過(guò)允許幅度的雜散干擾。若M(K1)(1-PB/Fpd)，則對(duì)Fout 進(jìn)行調(diào)整得到Fout1=Fout-ΔF；其他情況Fout1=Fout。ΔF 的選取要保證雜散被移除到PB 之外，同時(shí)還要保證頻率補(bǔ)償模塊的快速頻率切換。

（3）頻率補(bǔ)償模塊根據(jù)雜散邊界類(lèi)型對(duì)Fout1 進(jìn)行補(bǔ)償來(lái)消除ΔF 偏差。最終得到無(wú)雜散輸出Fout。

3 驗(yàn)證效果和結(jié)論

按上述方法設(shè)計(jì)雜散抑制電路，并在FPGA 中對(duì)雜散消除算法進(jìn)行設(shè)計(jì)，經(jīng)測(cè)試驗(yàn)證在20MHz~1300MHz 范圍內(nèi)的雜散抑制在達(dá)到-70dBc 以下。其中一個(gè)示例頻點(diǎn)的雜散抑制效果如圖5 所示。左圖中顯現(xiàn)在偏離載波400KHz 和-400KHz 處出現(xiàn)幅度為-59dBc的小數(shù)雜散，右圖為經(jīng)雜散抑制之后400KHz 處的小數(shù)雜散完全消除，載波頻率左右1M 范圍內(nèi)沒(méi)有雜散分布。

頻率補(bǔ)償模塊會(huì)引入額外的鎖定時(shí)間，解決方法是選取跨度較小的補(bǔ)償頻率。例如選取ΔF=2MHz 時(shí)，在滿(mǎn)足雜散抑制要求的前提下，整個(gè)電路的換頻時(shí)間在10us 以?xún)?nèi)。

4 小結(jié)

小數(shù)鎖相環(huán)的雜散會(huì)對(duì)射頻指標(biāo)產(chǎn)生嚴(yán)重影響，本文討論了一種適合寬頻帶、快速頻率切換應(yīng)用的小數(shù)環(huán)雜散抑制方法，經(jīng)驗(yàn)證雜散得到明顯抑制。