范宇清，程二威，魏 明，陳亞洲

(陸軍工程大學(xué)石家莊校區(qū) 電磁環(huán)境效應(yīng)國家級重點實驗室，石家莊 050005)

全球定位系統(tǒng)GPS(Global Positioning System，GPS)是由20世紀(jì)70年代美國陸海空三軍聯(lián)合研制的新一代衛(wèi)星定位系統(tǒng)，它以24顆衛(wèi)星為基礎(chǔ)，可為陸海空三大領(lǐng)域提供全天候、全球性的實時導(dǎo)航服務(wù)。GPS接收機是用戶接收GPS信號的主要工具，它的主要任務(wù)是接收GPS衛(wèi)星發(fā)射的信號，以獲得必要的導(dǎo)航和定位信息參數(shù)。因為GPS衛(wèi)星處于2 020 km的橢圓形軌道上，為了降低造價和延長衛(wèi)星壽命，GPS衛(wèi)星播發(fā)給用戶接收機的信號十分微弱。再經(jīng)大氣電離層衰減，建筑物遮擋等不利環(huán)境因素，到達地面的平均強度只有-160 dBw，比常見電視天線接收機功率還要低約10億倍。極其微弱的信號對GPS接收機的設(shè)計提出了很高的要求，尤其是接收機靈敏度與動態(tài)范圍需與GPS信號特征相適應(yīng)[1]。

射頻前端作為接收機的重要組成部分，主要功能是將接收到的GPS衛(wèi)星信號經(jīng)前置濾波器和放大器的濾波放大后，再與本機振蕩器產(chǎn)生的正弦波本振信號進行混頻而下變頻成中頻(IF)信號[2]，最后經(jīng)模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)化器將中頻信號轉(zhuǎn)變成離散時間數(shù)字中頻信號。

本文在超外差電路結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上設(shè)計了GPS射頻前端電路，第1節(jié)提出了設(shè)計預(yù)期技術(shù)指標(biāo)。針對GPS信號特點，在第2節(jié)中基于ATF54143設(shè)計了適用于接收機前端電路的低噪聲放大器。第3節(jié)仿真測試了射頻前端電路整體的靈敏度、噪聲系數(shù)、動態(tài)范圍，截斷點等參數(shù)。通過比對系統(tǒng)三階截斷點與噪聲系數(shù)關(guān)系，選取最優(yōu)組合，減小了雙音強干擾信號生成的雜散信號對電路的影響，同時兼顧了接收機噪聲系數(shù)。

1 射頻前端電路總體設(shè)計

系統(tǒng)主體采用“超外差”結(jié)構(gòu)，總體設(shè)計如圖1所示。由于接收機天線接收到的信號中除有用信號外還包括環(huán)境噪聲信號，首先將GPS信號與環(huán)境噪聲信號同時經(jīng)過前置濾波器濾除帶外干擾信號；后經(jīng)前置低噪聲放大器進行放大，該放大器須具有高增益和較小的噪聲，它關(guān)系到整個系統(tǒng)的噪聲系數(shù)[3]。將低噪聲放大器輸出的信號送入三級混頻器，第一級混頻將接收到的GPS衛(wèi)星信號從射頻L1下變頻到175.42 MHz,再通過隨后的兩集混頻將信號進一步下變頻到35.42 MHz和4.309 MHz,三級混頻器的本振依次為鎖相環(huán)提供1 400 MHz，140 MHz和31.111 MHz的振蕩信號。鎖相環(huán)參考時鐘為本地10.23 MHz晶振信號，與衛(wèi)星時鐘基準(zhǔn)頻率一致。

射頻前端設(shè)計目的是為了信號能夠順利進入后續(xù)處理電路。由于熱噪聲和干擾噪聲的有效電平在模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)輸入端應(yīng)穩(wěn)定維持為常數(shù)，因此有必要在ADC之前加裝自增益控制元件(AGC)[4]。當(dāng)射頻干擾發(fā)生時，AGC就會快速降低增益，使ADC輸入端維持在最初的有效電平上，避免了干擾對后續(xù)電路的影響。同時保證在不影響調(diào)諧器模塊總增益的情況下，實現(xiàn)二次增益調(diào)節(jié)。

圖1 射頻前端系統(tǒng)總體設(shè)計框圖

GPS射頻前端電路主要存在3種典型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分別為零中頻結(jié)構(gòu)、低中頻結(jié)構(gòu)和超外差結(jié)構(gòu)。零中頻結(jié)構(gòu)元件少、功耗低、抑制鏡像信號干擾能力強，但其本振信號會泄露到射頻信號入口，從而使輸出產(chǎn)生直流分量，掩蓋混頻輸出信號，導(dǎo)致后級電路無法工作；低中頻結(jié)構(gòu)將信號下變頻到較低中頻處而非基帶，使直流失調(diào)得到了有效控制，但它抑制鏡像信號的能力有限，不適用于GPS接收機；超外差結(jié)構(gòu)有效解決了原來高頻放大式接收機輸出信號弱、穩(wěn)定性差的問題，使輸出信號具有較高的選擇性和較好的頻率特性，同時，采用多級超外差式結(jié)構(gòu)和外接的高Q值與大階數(shù)濾波器可有效抑制鏡像信號，同時抑制了相鄰信道的干擾[5]。

綜上所述，超外差式結(jié)構(gòu)雖然電路復(fù)雜，但無直流失調(diào)問題且鏡像抑制能力強，可以通過選擇合適的濾波器來獲得精確的選擇性與更高的靈敏度。綜合三種接收機優(yōu)缺點，超外差式結(jié)構(gòu)穩(wěn)定性與可靠度明顯優(yōu)于其他兩種。故本接收機射頻前端電路采用超外差結(jié)構(gòu)。

GPS接收機射頻前端電路主要技術(shù)指標(biāo)包括靈敏度、系統(tǒng)系數(shù)、工作頻段、中頻輸出功率、中頻輸出頻率、動態(tài)范圍等。射頻前端技術(shù)指標(biāo)的選擇對整個整個接收機性能至關(guān)重要，將直接影響到后續(xù)信號處理。接收機射頻前端電路設(shè)計指標(biāo)見表1。

表1 射頻前端電路主要指標(biāo)

2 低噪聲放大器設(shè)計

低噪聲放大器是射頻前端電路中的關(guān)鍵部件，主要實現(xiàn)對輸入小信號的放大，同時避免引入額外噪聲。本節(jié)采用源極串接負(fù)反饋的方法，設(shè)計了一種適用于GPS接收機射頻前端的低噪聲放大器。放大器使用Avago公司生產(chǎn)的ATF54143晶體管為主要器件，根據(jù)直流工作點設(shè)計了相應(yīng)的偏置電路。通過仿真分析確定了負(fù)反饋的電感值，使放大器具有較高的穩(wěn)定性與較低的噪聲系數(shù)，保證了射頻前端整體的可靠性。設(shè)計的低噪放總體參數(shù)如表2所示。

表2 低噪聲放大器總體參數(shù)

1)偏置電路設(shè)計

在ADS中添加直流源對晶體管進行直流工作點掃描，得到晶體管Udd=5 V，Uds=3 V，Ids=40 mA,根據(jù)直流工作點設(shè)計其偏置電路，如圖2所示。偏置電流ID設(shè)計為40 mA，偏置電阻R1=334 Ω,R2=39 Ω。

圖2 低噪聲放大器偏置電路設(shè)計線路圖

2)穩(wěn)定性分析

當(dāng)穩(wěn)定性判別系數(shù)K>1時，晶體管處于穩(wěn)定狀態(tài)。對放大器進行最大增益與穩(wěn)定性判別系數(shù)仿真。未加負(fù)反饋情況下，在1.57 GHz時，K<1,晶體管處于不穩(wěn)定狀態(tài)。對電路進行優(yōu)化，在源極串接負(fù)反饋電感，并在電源部分添加扼流電感與旁路電容阻隔射頻信號，電感和電容選用Murata公司生產(chǎn)的LQG系列電感與GRM系列電容。調(diào)節(jié)負(fù)反饋電感值，使電路達到最佳穩(wěn)定狀態(tài)，此時負(fù)反饋電感值為0.37 nH。圖3、圖4是晶體管最大增益與穩(wěn)定性系數(shù)K隨頻率變化曲線。由圖3可知，此時晶體管最大增益為17.45 dB。由圖4可知，電路優(yōu)化后，在1.56 GHz時，K>1,晶體管穩(wěn)定。在實際電路中，反饋型電感通常使用微帶線等效，便于制作與焊接。

3)噪聲系數(shù)分析與輸入匹配

對放大器的最小噪聲系數(shù)進行仿真，同時使晶體管輸入端滿足最佳源反射系數(shù)要求。通過Smith圓圖完成輸入阻抗匹配，調(diào)節(jié)微帶線長度，補償由于隔直電容造成的噪聲最優(yōu)化點偏移，在直流電源處加入濾波電容，對電路進一步優(yōu)化，得到最小噪聲系數(shù)與輸入反射系數(shù)，如圖5、圖6所示。當(dāng)頻率為1.56 GHz時，最小噪聲系數(shù)為0.393 dB，輸入端S11為-14.309 dB。

圖3 晶體管最大增益隨頻率變化曲線

圖4 晶體管穩(wěn)定性判別系數(shù)隨頻率變化曲線

圖5 放大器最小噪聲系數(shù)仿真曲線

圖6 放大器輸入端S11仿真曲線

3 射頻前端系統(tǒng)行為級仿真與分析

根據(jù)總體設(shè)計框圖，利用ADS軟件搭建的系統(tǒng)仿真如圖7所示。

圖7 接收機射頻前端電路ADS仿真示意圖

3.1 頻帶選擇性仿真與系統(tǒng)鏈路預(yù)算分析

對接收機進行頻帶選擇性仿真，結(jié)果如圖8所示。由圖8(a)可知，接收機在濾波器中心頻率處增益為39.53 dB。在偏離中心頻率230 MHz處約有57 dB左右的衰減。由圖8(b)可知，射頻前端電路通帶內(nèi)波動不超過0.3 dB，系統(tǒng)穩(wěn)定性良好。

圖8 粗細(xì)寬帶下仿真結(jié)果

在交流分析中，對接收機進行系統(tǒng)預(yù)算增益仿真，輸入信號功率設(shè)置為-130 dBm，結(jié)果如圖9所示。圖9顯示了系統(tǒng)總體增益在電路各個模塊中的分配情況。由圖9可知系統(tǒng)總體增益為130 dB。輸出中頻信號經(jīng)接收端AGC元件處理后，功率接近0 dBm，這說明系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性。

3.2 系統(tǒng)噪聲系數(shù)與靈敏度分析

對于多個二端口網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)成的系統(tǒng)，系統(tǒng)的總噪聲系數(shù)可以表示為：

(1)

式(1)中:Fn為第n級的噪聲系數(shù)；GAn為第n級的增益。

由此可以判斷，系統(tǒng)第一級增益和噪聲系數(shù)對整個系統(tǒng)的噪聲系數(shù)影響較大，這是因為后一級的噪聲系數(shù)被前一級的增益削弱而減小了。因此，減小總噪聲系數(shù)的關(guān)鍵在于減小第一級的噪聲或增加第一級的增益。在第2節(jié)中，設(shè)計的低噪聲放大器可有效降低系統(tǒng)噪聲系數(shù)。

圖9 系統(tǒng)鏈路預(yù)算仿真結(jié)果

對系統(tǒng)進行噪聲系數(shù)分析，仿真結(jié)果見圖10。由圖10可知系統(tǒng)噪聲系數(shù)隨輸入功率在6.5～7 dB之間波動。當(dāng)輸入功率達到-130 dBm(GPS信號到達地面的平均強度)時，噪聲系數(shù)為6.5 dB。

圖10 系統(tǒng)噪聲系數(shù)仿真結(jié)果

接收機靈敏度可用公式表示為：

(2)

3.3 動態(tài)范圍與1 dB壓縮點

3.3.1線性動態(tài)范圍與1 dB壓縮點

當(dāng)信號在系統(tǒng)中功率由理想狀態(tài)下降為1 dB時，即為1 dB壓縮點(P1 dB)，壓縮點越高意味著輸出功率越高。輸入一個可變功率來測試射頻前端電路的1 dB壓縮點，仿真結(jié)果如圖11所示，由m2點可知系統(tǒng)的P1 dB為1.215 dBm。

接收機動態(tài)范圍(DR)是指接收機能夠?qū)邮招盘栠M行檢測而又使信號不產(chǎn)生失真的輸入信號大小范圍,它與1 dB壓縮點的關(guān)系是[8]：

DR=P=P1 dB-S

(3)

式(3)中，S為接收機靈敏度，由本文3.2節(jié)取-132.5 dBm。由此可以計算出該系統(tǒng)的動態(tài)范圍DR=133.715 dBm,滿足設(shè)計指標(biāo)要求。

圖11 射頻前端電路1 dB壓縮點仿真結(jié)果

3.3.2無雜散動態(tài)范圍

無雜散動態(tài)范圍(SFDR)指兩個等幅雙音信號輸入時，接收機從最小可檢測輸入信號(MDS)到還未產(chǎn)生三階互調(diào)響應(yīng)處之間的動態(tài)范圍。SFDR描述了當(dāng)GPS信號中存在大的干擾信號情況下，對功率較低的有用信號的處理能力。最小可檢測信號(MDS)決定了SFDR的下限功率PL，其定義為：

PL=MDS=-171 dBm+NF+10lgBW

(4)

上限功率Pm的界定方法為：當(dāng)最小可檢測信號MDS的功率等于輸入端所加兩個信號在輸出端產(chǎn)生的三階互調(diào)量的功率時，輸入端的等幅雙音信號的功率值就是無雜散動態(tài)范圍的上限，最小可檢測信號的另一種定義方式為：

MDS=3(Pm)-2(IP3)

(5)

上限率Pm與下限功率PL之差記為SFDR，根據(jù)式(4)和式(5)求得：

(6)

式(6)中，BW為接收機帶寬，取1 kHz。代入?yún)?shù)值，算出SFDR為100.8 dB，可見系統(tǒng)在較大干擾的情況下仍具有對有用信號較強的處理能力。

3.4 三階截斷點優(yōu)化設(shè)計

當(dāng)兩個一定頻率的強干擾信號進入接收機的輸入端后，這兩個信號因有源器件的零線性作用會產(chǎn)生混頻，生成雜散信號，被稱為互調(diào)產(chǎn)物。當(dāng)互調(diào)產(chǎn)物落入通頻帶內(nèi)，則會形成干擾信號產(chǎn)生非線性失真。

一般情況下，二階和三階互調(diào)失真影響較大。二階互調(diào)產(chǎn)物一般選用帶通濾波器構(gòu)成的射頻前端預(yù)選器濾除[9]，三階互調(diào)可以通過減小濾波器帶寬來降低對接收機的影響，但在射頻前端采用的預(yù)選濾波器的相對帶寬下限一般為20%，實現(xiàn)帶寬很窄的射頻濾波器非常困難[10]。在GPS接收機中，通常用三階截斷點作為衡量系統(tǒng)線性度與失真的重要指標(biāo)。

在接收機射頻前端輸入兩個等幅雙音信號，頻率分別為1 575.42 MHz和1 227.6 MHz，對應(yīng)GPS信號的兩個頻段。圖12中，功率單位取對數(shù)，曲線a與b分別為弱非線性系統(tǒng)付氏頻率響應(yīng)的基波分量和三次分量，將兩條曲線線性部分延長，交點即為三階截斷點，讀出交點處輸入功率為16.754 dB，即為系統(tǒng)等幅雙音信號互調(diào)輸入的三階截斷點。

三階截斷點越高，則帶內(nèi)強信號互調(diào)產(chǎn)生的雜散響應(yīng)對系統(tǒng)的影響就越小[11]。由仿真結(jié)果發(fā)現(xiàn)，隨著交調(diào)點的升高，系統(tǒng)的噪聲系數(shù)也會隨之升高。通過調(diào)節(jié)頻帶內(nèi)電路低噪聲放大器的增益與噪聲系數(shù)，得出三階截斷點與系統(tǒng)噪聲系數(shù)的關(guān)系，如圖13所示。當(dāng)噪聲系數(shù)為6.5 dB時系統(tǒng)三階截斷點約為16.5 dB，電路設(shè)計過程中，在選取合適的噪聲系數(shù)后還需判定三階截斷點是否在系統(tǒng)可承受的范圍內(nèi)。一般可采取折中的方法以兼顧接收機的噪聲系數(shù)和三階截斷點。使整個系統(tǒng)既有較低的噪聲系數(shù)，又有良好的抗干擾能力。

圖12 三階互調(diào)失真特性測試曲線

圖13 三階截斷點與系統(tǒng)噪聲系數(shù)關(guān)系曲線

4 結(jié)論

1)在超外差電路結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上設(shè)計了GPS射頻前端電路，仿真結(jié)果顯示電路線性度好、靈敏度高、動態(tài)范圍大，適合于接收到達地面的低功率GPS信號。

2)源極串接負(fù)反饋的方法可有效提高低噪聲放大器晶體管的穩(wěn)定性，實際電路設(shè)計中常用微帶線代替負(fù)反饋電感，通過調(diào)節(jié)微帶線長度優(yōu)化放大器噪聲系數(shù)。低噪聲放大器的設(shè)計對射頻前端電路整體性能至關(guān)重要。

3)考慮射頻前端電路三階互調(diào)失真時要兼顧接收機噪聲系數(shù)，可由三階互調(diào)失真特性仿真曲線調(diào)節(jié)電路參數(shù)，生成與噪聲系數(shù)的最優(yōu)組合。避免接收機因互調(diào)產(chǎn)物的減少而帶來較大的噪聲系數(shù)。在以后設(shè)計該類電路中值得關(guān)注。