彭 雄,彭 霄，杜雪松，唐小龍，陳婷婷，蔣平英，馬晉毅,唐 蜜

(中國電子科技集團公司第二十六研究所，重慶 400060)

0 引言

隨著通信技術(shù)的不斷發(fā)展，傳輸數(shù)據(jù)的容量和速率都在提升，因而在通訊設(shè)備的射頻前端中都會使用多通道的信號組件來實現(xiàn)這一目的。

在多通道組件發(fā)展的第一階段，多通道是由多個窄帶低速的A/D轉(zhuǎn)換器與多個單通帶濾波器組成的，這樣往往使通訊設(shè)備體積龐大。而通訊技術(shù)的提升也要求通信系統(tǒng)的體積向小型化方向發(fā)展，進(jìn)而推動多通道組件發(fā)展到第二階段：采用一個高速寬帶A/D轉(zhuǎn)換器與多個單通帶濾波器組成信道。這樣在一定程度上減小了通信系統(tǒng)體積，但由于其采用開關(guān)進(jìn)行信道切換，信號有可能丟失。發(fā)展到第三階段，則是采用雙通帶濾波器與單個高速寬帶A/D轉(zhuǎn)換器組成信道，不僅能同時處理兩個頻段的信號且信號無丟失，還能進(jìn)一步減小系統(tǒng)體積，能夠滿足未來通信設(shè)備的小型化、輕量化和集成化發(fā)展。

常用的濾波器有低溫共燒陶瓷(LTCC)濾波器、LC濾波器、介質(zhì)濾波器和微聲濾波器(聲表面波(SAW)濾波器和聲體波(BAW)濾波器)。其中，SAW濾波器以其低插損、高矩形度、高幅相一致性和小體積的綜合優(yōu)勢占據(jù)60 MHz～3 GHz高性能濾波器市場，大量裝備于各類平臺的通信系統(tǒng)中。國外Qorvo和TDK公司均已推出雙通帶聲表濾波器產(chǎn)品(Qorvo產(chǎn)品的工作頻率為1 900 MHz和2 017 MHz，工作帶寬為40 MHz和15 MHz，插損小于2.5 dB，通帶間隔離度大于35 dB)，而國內(nèi)目前在這一領(lǐng)域尚屬空白。基于目前研究現(xiàn)狀，本文介紹了一種雙通帶聲表濾波器的設(shè)計方法，其通帶頻率分別為1 995 MHz和2 185 MHz，帶寬均大于30 MHz、插損小于3 dB，且通帶間隔離度大于30 dB。

1 設(shè)計方案

1.1 材料方案

常用的射頻聲表濾波器基材有112°Y-XLiTaO3、64°Y-XLiNbO3、41°Y-XLiNbO3，42°Y-XLiTaO3等，分別滿足濾波器不同相對帶寬的要求。由于本次濾波器指標(biāo)的相對帶寬為(30/1 995)×100%≈1.5%及(30/2 185)×100%≈1.37%，在42°Y-XLiTaO3的性能范圍內(nèi)。因此本研究選擇42°Y-XLiTaO3作為基片材料。

1.2 選擇濾波器的單元結(jié)構(gòu)方案

常用射頻濾波器結(jié)構(gòu)有縱向耦合結(jié)構(gòu)和阻抗元結(jié)構(gòu)，如圖1所示。圖中，Rs、Rp分別為串、并聯(lián)諧振器。

圖1 常用的射頻濾波器結(jié)構(gòu)

由于本次濾波器工作頻率較高(約2 GHz)，且要求插損小，因此適用于選擇高頻、低損耗的阻抗元結(jié)構(gòu)作為濾波器的單元結(jié)構(gòu)。

1.3 選擇合適的芯片結(jié)構(gòu)

為了適應(yīng)未來通訊設(shè)備小型化、輕量化的發(fā)展，濾波器的體積也要求越來越小。雙通帶濾波器芯片結(jié)構(gòu)可采用方式有：

1) 采用指條變跡實現(xiàn)雙通帶的單芯片封裝，但這種常應(yīng)用于中頻濾波器里，且損耗大。

2) 采用2個獨立濾波器的組合，但濾波器總體積大。

3) 多芯片系統(tǒng)級封裝(SIP)，有效減小芯片體積。

4) 并聯(lián)兩個阻抗元結(jié)構(gòu)濾波器的單芯片封裝。

其中，第4)種方式的芯片體積最小，并能同時滿足濾波器高頻、低損耗的性能要求。

綜上所述，所研究的雙通帶SAW濾波器襯底材料采用42°Y-XLiTaO3、濾波器單元結(jié)構(gòu)采用阻抗元結(jié)構(gòu)，并采用并聯(lián)2個阻抗元濾波器的方式構(gòu)成最終的濾波器芯片。

2 設(shè)計方法

雙通帶SAW濾波器的仿真技術(shù)仍基于常用的耦合模(COM)模型，通過對不同工作頻段濾波器COM參數(shù)的精確提取[1-2]，搭建聲電協(xié)同仿真平臺，以實現(xiàn)雙通帶SAW濾波器的仿真與設(shè)計。

2.1 COM模型

低損耗SAW濾波器的設(shè)計主要采用COM分析方法。COM模型的基本思想是假設(shè)在金屬柵格陣內(nèi)同時存在著2個傳播聲波模式，通過柵格陣內(nèi)的指間反射效應(yīng)相互耦合，同時外加電壓通過柵格的換能作用又激發(fā)出向2個方向傳播的聲波模式(見圖2)。由于反射效應(yīng)和換能作用較小，可以認(rèn)為這些作用都處于線性范圍內(nèi)，滿足線性疊加原理。因此，可以認(rèn)為這2個聲波模式間存在一定的線性關(guān)系，用COM方程來表征這種線性關(guān)系。

圖2 電壓驅(qū)動的叉指換能器(IDT)模型

通常IDT的COM方程為

(1)

式中：δ為失諧系數(shù)；κ為反射系數(shù)；α為激勵系數(shù)；C為靜電容；R為入射波；S為反射波；V為電壓；I為電流；ω為角頻率。這些量與膜厚、金屬化比例等器件結(jié)構(gòu)相關(guān)，對其精確的確定是求解耦合方程模擬器件的關(guān)鍵。

2.2 COM參數(shù)提取技術(shù)

精確獲取COM參數(shù)是獲得精確仿真的前提。目前提取COM參數(shù)的方法有準(zhǔn)確理論計算提取法和導(dǎo)納電測試試驗提取法。

2.2.1 準(zhǔn)確理論計算提取法

理論提取COM參數(shù)需要精確的周期性有限元/邊界元模型，我們在COMSOL平臺上建立了無限周期的SAW振子理論計算模型[3-5]，實現(xiàn)了基于42°Y-XLiTaO3襯底的IDT結(jié)構(gòu)的能量分布模擬及無限周期振子的頻率響應(yīng)理論計算，如圖3所示。

圖3 無限周期振子理論計算

聲速v為

v=p(fM-+fM+)

(2)

式中：fM-為反諧振頻率點；：fM+為諧振頻率點；p為半周期。

每周期長度柵格陣反射系數(shù)κp為

(3)

每周期長度柵格陣靜電容Cp為

(4)

式中：Yr max為導(dǎo)納實部最大值；fAR為導(dǎo)納虛部的過零頻點；Q為諧振峰處品質(zhì)因數(shù);fR為導(dǎo)納實部的頻點,且

fR=f0[1-κp/(2π)]

(5)

Δf=f0γp/π

(6)

式中:γp為衰減系數(shù)；Δf為導(dǎo)納實部的半高寬。

(7)

式中αp為傳導(dǎo)系數(shù)。

聯(lián)合式(5)～(7)可得換能系數(shù)。計算了IDT膜厚170 nm(Al)的COM參數(shù),如表1所示。

表1 COM參數(shù)理論提取結(jié)果

利用提取的COM參數(shù)，在ADS中搭建了振子仿真設(shè)計模型，進(jìn)行了同步振子的仿真設(shè)計(振子孔徑為39 μm，IDT指條數(shù)為300根，反射器數(shù)為30根，半周期為0.98 μm)，諧振器傳輸系數(shù)(s12或s21)計算結(jié)果如圖4所示。

圖4 諧振器傳輸系數(shù)仿真設(shè)計結(jié)果

2.2.2 COM參數(shù)的試驗修正

根據(jù)仿真采用的振子參數(shù)，設(shè)計了諧振器版圖進(jìn)行電性能測試。圖5(a)為提取COM參數(shù)的一個電測試系統(tǒng)，利用探針測試系統(tǒng)測試了單電極的導(dǎo)納曲線(見圖5(b))。

圖5 COM電測試系統(tǒng)及導(dǎo)納曲線

圖6為仿真與實測振子響應(yīng)對比。由圖可見，仿真與實測響應(yīng)曲線存在偏差，需進(jìn)行COM參數(shù)修正。

圖6 諧振器傳輸系數(shù)仿真與實測對比

利用振子仿真模型對COM參數(shù)進(jìn)行擬合修正，使仿真曲線與實測曲線盡可能重合(見圖7)，最終得到了修正的COM參數(shù)(見表2)。

圖7 修正COM參數(shù)后的諧振器傳輸系數(shù)仿真與實測對比

表2 COM參數(shù)測試提取結(jié)果

利用最終提取的COM參數(shù)，在ADS平臺中對雙通帶SAW濾波器進(jìn)行了仿真，計算結(jié)果如圖8所示。由圖可見，直接電學(xué)并聯(lián)2個單通帶濾波器形成的雙通帶濾波器，其通帶波紋、帶外抑制及通帶間的阻帶隔離度均不滿足指標(biāo)要求，需要采用相應(yīng)的針對技術(shù)來改善。

圖8 用ADS實現(xiàn)的雙通帶SAW濾波器仿真

2.3 通帶間阻帶隔離設(shè)計

由于SAW濾波器是采用阻抗元結(jié)構(gòu)為基本單元，其工作原理為：將SAW單端諧振器采用串、并聯(lián)的方式進(jìn)行電連接，通過調(diào)整各SAW諧振器頻率，對零極點進(jìn)行設(shè)計，實現(xiàn)帶通濾波的目的，如圖9所示，圖中,R1、R2分別為串、并聯(lián)SAW諧振器，ZS為諧振器阻抗，XS為諧振器電抗，Yp為諧振器導(dǎo)納，Bp為諧振器電納，frs、frp分別為串、并聯(lián)諧振器的諧振頻率，fas、fap分別為串、并聯(lián)諧振器的反諧振頻率。

圖9 阻抗元型SAW濾波器工作原理

因此，在雙通帶濾波器的設(shè)計過程中，同樣可通過優(yōu)化諧振器結(jié)構(gòu)參數(shù)的方法來調(diào)整單通帶濾波器諧振器的諧振頻率與反諧振頻率，使低頻濾波器串聯(lián)諧振器的反諧振頻率盡量接近高頻濾波器并聯(lián)諧振器的諧振器頻率。通過兩者帶外抑制的疊加，使濾波器通帶間的阻帶抑制得到加強，從而實現(xiàn)高隔離度。

在采用該辦法前，雙通帶濾波器的2個單通帶波形(見圖10(a)、(b))由于在1 995 MHz濾波器高端處有一諧振器頻率偏低，導(dǎo)致凸起處與2 185 MHz低端疊加后的總隔離度為28 dB，而2 185 MHz的低端隔離度可達(dá)30 dB(見圖10(c))，整體隔離度小于30 dB，不滿足指標(biāo)。

圖10 優(yōu)化前雙通帶濾波器

調(diào)整1 995 MHz高端諧振器的結(jié)構(gòu)，使得“小凸起”靠近2 185 MHz的低端，如圖11(a)所示。采用零極點重構(gòu)方法后的波形如圖11(c)所示。可見此時，不僅1 995 MHz的高端隔離度提高到31 dB，且2 185 MHz的低端隔離度也增大到33 dB，通帶隔離度整體水平超過了要求的30 dB。

圖11 優(yōu)化后的雙通帶濾波器

2.4 通帶平坦化設(shè)計

由于單個SAW濾波器在電學(xué)上近似等效為1個電容，而將2個SAW濾波器并聯(lián)可等效為2個電容并聯(lián)，阻抗不匹配，彼此影響造成了通帶凹陷。

解決該問題，可通過建模和仿真設(shè)計選取適當(dāng)?shù)腟AW濾波器結(jié)構(gòu)參數(shù)(金屬化率、金屬膜厚度、指對數(shù)、聲孔徑、反射柵與換能器周期比、輸入輸出換能器與耦合換能器間距等)后，在SAW芯片上設(shè)計和制作恰當(dāng)?shù)钠ヅ渚W(wǎng)絡(luò)來進(jìn)行阻抗變換，使雙通帶的波紋均減小。雙通帶SAW濾波器等效為2個電容并聯(lián)，以此匹配網(wǎng)絡(luò)可設(shè)計成并聯(lián)電感的方式，通過設(shè)計合適的匹配網(wǎng)絡(luò)可實現(xiàn)濾波器通帶平坦化，使設(shè)計的器件性能達(dá)到指標(biāo)要求。

當(dāng)2個不同頻率的濾波器直接并聯(lián)時，兩者間的阻抗不匹配必然造成通帶的惡化；由于單個SAW濾波器在電學(xué)上等效為1個電容，2個SAW濾波器的并聯(lián)可等效為2個電容并聯(lián)，彼此影響會造成通帶凹陷，如圖12所示。

圖12 優(yōu)化前的雙通帶濾波器通帶表現(xiàn)

考慮到2個SAW濾波器的并聯(lián)可等效為2個電容并聯(lián)，因此,在ADS電路中，電路兩端各并1個電感來實現(xiàn)阻抗匹配，當(dāng)兩端電感值調(diào)到適中數(shù)值時，通帶波紋得到合適的修正，滿足波紋小于1 dB的要求，如圖13所示。

圖13 兩端匹配達(dá)到合理值時的波紋表現(xiàn)

3 結(jié)果與討論

根據(jù)所設(shè)計的濾波器結(jié)構(gòu)進(jìn)行了加工流片，針對雙通帶SAW濾波器2個頻帶叉指指條寬度不同的特點，特別采用了分步曝光和剝離的工藝進(jìn)行了不同換能器指條的制作，總體工藝流程圖如圖14所示。

圖14 工藝流程圖

制備出的濾波器版圖如圖15所示。采用CSP2520封裝的濾波器如圖16所示。

圖15 濾波器版圖

圖16 采用CSP2520封裝的濾波器樣品

在濾波器兩端各并聯(lián)1個8 nH的電感進(jìn)行調(diào)整后，最終的電性能如圖17所示。其中1 dB帶寬為40 MHz，插損為2.3 dB、隔離度為31 dB，均達(dá)到使用要求。

圖17 雙通帶濾波器測試結(jié)果

4 結(jié)束語

本文提出了一種雙端口的雙通帶SAW濾波器，通過對雙通帶SAW濾波器聲電協(xié)同仿真設(shè)計，突破了雙通帶SAW濾波器通帶間阻帶隔離設(shè)計和通帶平坦化設(shè)計等關(guān)鍵技術(shù)。采用分步曝光和剝離工藝技術(shù)制備的雙通帶SAW濾波器樣品，其工作頻率分別為1 995 MHz和2 185 MHz，插入損耗分別為2.3 dB和2.4 dB，通帶波動為0.5 dB，通帶間阻帶抑制可達(dá)31 dB，達(dá)到使用需求。該器件的實現(xiàn)有助于未來通訊設(shè)備向高性能、小型化方向發(fā)展。