程燕兵，韓如成

(太原科技大學電子信息工程學院，太原 030024)

隨著節(jié)能環(huán)保理念在各個國家大力提倡，燃油型汽車逐漸被淘汰，發(fā)展以清潔能源為動力的電動汽車成為各國新的研究方向。電動汽車的性能好壞關鍵取決于電池的性能好壞，鋰電池由于其具有高電壓、高能量密度、高安全性、低自放電率等優(yōu)點，目前成為電動汽車領域使用最廣泛的動力電池。為了達到電動汽車輸出電壓的指標要求，一般是將多個鋰電池單體串聯(lián)成包，多個包再串聯(lián)成組[1-5]。串聯(lián)電池組在多次循環(huán)充放電之后，即使是同廠家、同批次、同型號出產(chǎn)的單體電池，也會存在各單體之間的電量不一致的情況，隨著使用時間的積累就會產(chǎn)生“木桶效應”，容易出現(xiàn)過充電、過放電現(xiàn)象，嚴重時會導致電池爆炸[6-8]。當電池組在充電時，電量最大的電池單體先充滿；當電池組放電時，電量最小的電池單體先放完，所以串聯(lián)電池組中，組內性能最差的單體電池決定了整個電池組的最大容量利用率，均衡技術就是為了攻克這一實際難題應用而生的。這種現(xiàn)象使得電池組整體的放電性能、循環(huán)壽命和安全性劣于同等條件下的單體電池，所以必須采取有效措施來實現(xiàn)電池單體之間能量的轉移和均衡，提高電池組一致性，從而延長串聯(lián)電池組的使用壽命[9-10]。

1 現(xiàn)有的均衡方法及其特點

參照國內外對均衡拓撲的研究，目前所用到的均衡方法大致可分為耗能型和非耗能型。耗能型均衡方法是在電池單體兩兩之間并聯(lián)一個耗能電阻，通過控制開關來實現(xiàn)高單體能量電池給電阻輸出能量的方式來達到均衡的目的。耗能型均衡雖然設計簡單，方便實現(xiàn)，控制容易，但不經(jīng)濟，電阻消耗的能量容易引起設備過熱的問題，效率不高；而非耗能型均衡方法是通過電感電容這些儲能元件來進行能量的存儲和轉移，單體能量高的電池對儲能元件進行放電；單體能量低的電池，儲能元件對其充電。此種均衡方法結構復雜，均衡電流不易控制，但其均衡效率高，耗能少，速度相對較快。

對于非耗能型均衡方法，根據(jù)儲能元件類型與個數(shù)，又可以分成電感型，電容型、LC諧振型以及變壓器組型等。電容型[11-13]是在電池單體之間并聯(lián)電容，利用相鄰電池單體之間電壓的差異來轉移能量，實現(xiàn)整體電池組的一致性，但電容型均衡方法是依靠相鄰電池單體之間微小的電壓差來實現(xiàn)能量轉移的，如果電壓差達不到均衡閾值，將無法均衡，所以效率不高。電感型是通過電感電流的變化，來對能量進行存儲和轉移，在均衡過程中電流不易控制。LC諧振均衡即采用電感和電容構成諧振電路，該方法轉換效率高，但均衡策略復雜，均衡效率低；變壓器組均衡一般是同軸多副邊耦合線圈，線圈匝數(shù)多，體積龐大，且不易做到電流連續(xù)可控。

基于上述均衡方法的特點，本文提出一種基于單端反激電路雙層開關臂的雙向均衡方法，此方法拓撲結構簡單，電流連續(xù)可控，均衡速度快，均衡效率高。

2 均衡拓撲結構及原理分析

2.1 均衡電路拓撲結構

均衡電路拓撲結構如圖1所示，該結構是由串聯(lián)電池組、雙層選通開關臂、均衡主電路和附加電池四部分組成。串聯(lián)電池組是以鋰離子電池為基礎，N個單體串聯(lián)起來用以模擬實際電動汽車的模型。附加電池是用以在串聯(lián)電池組充放電的時候，存儲或轉移不一致電池單體的能量。雙層選通開關臂是由上層均衡選通開關臂和下層均衡選通開關臂構成，而上層均衡選通開關臂和下層均衡選通開關臂均為由n對反向串聯(lián)的功率MOSFET開關組成的兩組功率開關。均衡主電路是雙向改進單端反激電路，由續(xù)流電感L1、L2、耦合反激電感L3、L4、濾波電容C1、C2、兩組主控開關Si、Ni構成。這種雙層均衡選通開關的均衡電路一方面可以嚴格控制均衡電流的方向，防止能量的逆流，另一方面可以實現(xiàn)均衡電流的雙向流動，從而實現(xiàn)放電均衡和充電均衡。

圖1 均衡拓撲電路Fig.1 Balanced topology circuit

2.2 均衡原理分析

均衡電路中的耦合電感L3、L4構成了基本的單端反激電路，通過控制PWM(pulse width modulation)可以實現(xiàn)能量在串聯(lián)電池組和附加電池之間的轉移，電容C1、C2為濾波電容，來得到平穩(wěn)的電池端電壓，續(xù)流電感L1、L2可以使電池在均衡過程中的輸出電流連續(xù)可控。在電池組充電時，雙層均衡開關通過選通電池組中電壓或SOC(state of charge)最高的單體電池，通過均衡主電路給附加電池進行放電；電池組放電時，雙層均衡開關通過選通電池組中電壓或SOC最低的單體電池，附加電池通過均衡主電路給該電池單體進行充電，從而提高整體電池組的充放電容量。

2.2.1 電池組充電時均衡電路的工作原理

當電池組處于充電狀態(tài)時，串聯(lián)電池組各單體電池電壓上升，當其中電壓最高的單體電池的電壓達到一定值時，啟動均衡電路，并對其進行放電。充電時均衡拓撲電路如圖2所示。

圖2 充電均衡電路Fig.2 Charging equalization circuit

主電路為典型的可以雙向傳輸能量的單端反激二極管，假設在充電過程中單體電池Bi的電壓最高并達到設定值，則導通相應的上下層兩個開關管cdi和fdi，此時已經(jīng)接通了電池組中電壓最高的單體電池Bi和均衡電路，等效為如圖3所示電路圖。

圖3 充電均衡等效電路Fig.3 Charge equalization equivalent circuit

導通主控開關Si和Ni，主控開關Si和Ni的觸發(fā)脈沖周期相同，極性相反，即Si為高電平時，Ni為低電平；Ni為高電平時，Si為低電平。

當Si導通時，一次回路單體電池Bi開始對電感L1和L3放電，二次回路續(xù)流電感L2繼續(xù)給附加電池Bw充電，保證電流的連續(xù)，此時Ni處于關斷狀態(tài)，副邊繞組L4無電流，通過一次回路的電流波形如及相應開關波形如圖4所示。

圖4 一次回路電流及相關波形Fig.4 Primary loop current and related waveforms

當Si關斷時，此時Ni是處于導通狀態(tài)，耦合電感儲存的能量在二次回路經(jīng)過副邊繞組L4開始對附加電池進行放電，完成能量由充電電池組中電壓最高的單體電池向附加電池放電的均衡過程。

對于均衡電流的大小可以通過控制主控開關Si的觸發(fā)脈沖PWM的占空比D來調節(jié)，圖4中一次回路均衡電流的最大值為i1max，最小值為i1min，可得出：

(1)

式中：Vi為被選通的最大電壓單體電池的工作電壓；D1為主控開關Si的占空比；Ts為主控開關Si的周期。

2.2.2 電池組放電時均衡電路的工作原理

由于本文設計的均衡電路的主拓撲結構是對稱的，既可以實現(xiàn)充電均衡，又可以實現(xiàn)放電均衡。當N個鋰電池單體構成的串聯(lián)電池組處于放電狀態(tài)或靜置狀態(tài)時，各單體電壓下降，通過給電壓下降最快的單體充電，達到各單體電池間的快速均衡。電池組放電時均衡電路的拓撲結構如圖5所示。

圖5 放電均衡電路Fig.5 Discharging equalization circuit

假設Bj是電池組放電時電壓最低的電池單體，當電壓降低到一定設定值時，雙層開關臂fdj導通，此時已經(jīng)接通了電壓最低的單體電池Bj和均衡電路，其等效電路圖如圖6所示。

圖6 放電均衡等效電路Fig.6 Discharge equalization equivalent circuit

通過控制主控開關Ni和Si的PWM脈沖，實現(xiàn)電能由附加電池向電池組電壓最低的單體電池Bj的充電均衡過程。

當Ni導通時，二次回路附加電池Bw對電感L2和L4充電，一次回路續(xù)流電感L1持續(xù)給單體電池Bj充電，保證電流的連續(xù)，此時Si處于關斷狀態(tài)，原邊繞組L3無電流，通過二次回路的電流波形如及相應開關波形如圖7所示。

圖7 二次回路電流及相關波形Fig.7 Secondary loop current and related waveforms

當Ni關斷時，Si導通，儲存在副邊電感L4中的能量通過耦合由原邊電感L3經(jīng)一次回路釋放，給Bj充電。二次回路均衡電流的最大值為i2max，最小值為i2min，可以得到：

(2)

式中：Vw為附加電池Bw的工作電壓；D2為主控開關Ni的占空比；Ts為主控開關Ni的周期。

3 動態(tài)均衡策略

在電池組充電時，通過電壓采集電路實時采集電池組中各單體電壓，找到電壓最高的單體電池，滿足均衡條件開啟均衡，不滿足則繼續(xù)充電。在電池組在放電時，找到電壓最低的單體電池，滿足均衡條件開啟均衡，不滿足則繼續(xù)放電。均衡算法流程圖如圖8所示，該方法要求設定電壓上下限值，均衡次數(shù)為6次。

圖8 均衡算法流程圖Fig.8 Equalization algorithm flow chart

4 均衡仿真實驗

本文選擇6節(jié)額定電壓為3.2 V，額定容量為20 Ah單體鋰電池的串聯(lián)作為串聯(lián)電池組模型，初始SOC值分別為91%、88.6%、88.5%、88%、87%、86.7%；附加電池選取額定電壓3.2 V、額定容量40 Ah的同型鋰電池模型代替；開關器件為內阻為50 mΩ、反并聯(lián)二極管導通壓降為0.05 V的MOSFET功率開關；電感L1=L2=L3=L4=10 μH；電容C1=C2=100 μF.

4.1 電池組均衡充電MATLAB仿真

對6節(jié)初始SOC分別為為91%、88.6%、88.5%、88%、87%、86.7%的串聯(lián)鋰電池組BT1-BT6進行10 A的恒定電流充電均衡實驗，均衡對象選取工作電壓，當工作電壓到達3.7 V時充電截止并進行6次均衡。均衡過程中對電池BT1進行放電，控制上下層開關臂cd1一直導通，主控開關Si的開關頻率為12.5 kHz，占空比為50%，建立仿真模型如圖9和圖10所示。

圖9 充電均衡simulink仿真電路模型Fig.9 Charging balanced simulink simulation circuit model

圖10 均衡控制策略模型Fig.10 Equilibrium control strategy model

仿真模型中實時采集電池的電壓，并通過S-function函數(shù)分析判斷，導通開關臂相應的MOSFET開關管進行均衡，均衡結果如圖11和圖12所示，其中圖11是電池組充電均衡過程中工作電壓的仿真結果，圖12是電池組充電均衡過程中SOC的仿真結果。

圖11 充電均衡工作電壓曲線Fig.11 Charging balanced working voltage curve

圖12 充電均衡SOC變化曲線Fig.12 Charge balanced SOC curve

從圖11可以看出在6節(jié)單體鋰電池充電過程中共進行了6次均衡，歷時2 500 s，未均衡前電壓最大極差為180 mV，均衡后電壓最大極差為80 mV.圖12中未均衡前SOC最大極差為4.3%，均衡后SOC最大極差為0.8%.

4.2 電池組均衡放電MATLAB仿真

設置初始SOC分別為20.5%、20.3%、20.2%、19.8%、19.5%、18%的串聯(lián)鋰電池組BT1-BT6，對其進行10 A的恒定電流放電電均衡實驗，當工作電壓到達2.7 V時充電截止并進行6次均衡。均衡過程中對電池BT6進行充電，控制上下層開關臂fd6一直導通，主控開關Ni的開關頻率為12.5 kHz，占空比為50%.圖13是放電均衡過程中各單體電池工作電壓的變化曲線，圖14為放電均衡過程中各單體SOC的變化曲線。

圖13 放電均衡工作電壓變化曲線Fig.13 Charging balanced working voltage curve

圖14 放電均衡SOC變化曲線Fig.14 Discharge balanced SOC curve

由以上圖可以看出，電池組各單體電池未均衡前工作電壓的最大極差為270 mV，均衡后工作電壓最大極差為80 mV；未均衡前SOC最大極差為2.5%，均衡后SOC最大極差為0.5%.

5 結束語

針對電動汽車串聯(lián)電池組在多次充放電后存在的電量不一致的問題，提出了一種基于單端反激電路雙層開關臂的雙向均衡電路以及均衡方法，并對該均衡方法的均衡拓撲、均衡策略、均衡過程進行了分析，搭建了相應的MATLAB仿真模型，并對結果進行了均衡前后的比較。結果表明該均衡方案在串聯(lián)電池組充電時，能夠快速有效的將電壓最高的電池單體中的能量通過均衡電路轉移到附加電池中；在電池組放電時，能夠有效的將附加電池中的能量通過均衡電路轉移到電池組單體電池中，從而實現(xiàn)對電池組的充放電均衡。