許 超，焦新泉，賈興中

（1.中北大學電子測試技術國家重點實驗室，山西太原 030051；2.儀器科學與動態(tài)測試教育部重點實驗室，山西 太原 030051）

低壓差線性穩(wěn)壓器利用負反饋基本原理穩(wěn)定輸出電壓，隨著負載電流提高，負反饋程度越深，電路越容易不穩(wěn)定[1]。在不同的工作狀態(tài)以及外部環(huán)境下都能保證系統(tǒng)電壓穩(wěn)定輸出具有非常重要的意義。

MIC29302 是一款全負荷電流為3 A 的大電流、高精度低壓差線性穩(wěn)壓的芯片[2],具有外圍電路簡單、輸入電壓范圍廣、輸出電流大及輸出電壓精度高的優(yōu)點,廣泛應用于大負載電流穩(wěn)壓電路場合。與傳統(tǒng)的LDO 線性穩(wěn)壓器類似，為了保證電路的穩(wěn)定性，通常需要利用輸出電容與其等效串聯(lián)電阻產生一個零點來削弱甚至消除低頻次極點對環(huán)路穩(wěn)定性的影響。很多文獻都對LDO 電路穩(wěn)定性有所研究，但是大多局限于相關理論分析，缺乏具體電路實驗。文中從理論研究出發(fā),詳細分析了電路振蕩的原因，提出兩種解決方案的同時通過實驗驗證兩種方案的補償效果，給出了解決低壓差線性穩(wěn)壓電路振蕩問題的思路。

1 電路設計及振蕩問題介紹

1.1 電源管理電路

針對8.4 V 鋰電池設計高效率放電電路，要求輸出額定電壓為5.7 V，負載電流范圍為0.1～1.5 A。MIC29302 電源芯片的全負荷電流為3 A，輸入電壓范圍為-20～+60 V，壓差可低至1 V，適用于大功率負載供電，滿足該電路設計需求[3]。

電源管理電路如圖1 所示。電路由線性穩(wěn)壓器U1，輸入端旁路電容C1，輸出端分壓采樣電阻R1、R2，退耦電容C2，旁路電容C3及負載RL組成。其中，輸出電壓VOUT由電阻R1和R2根據式（1）決定：

圖1 電源管理電路

1.2 問題介紹

電路調試過程中，調節(jié)RL使得負載電流IL逐漸增大。當負載電流大于0.74 A時，輸出電壓紋波異常，出現高頻正弦波，MIC29302 自激振蕩現象如圖2 所示。

圖2 MIC29302自激振蕩圖

從圖2 中可以看出，該波形頻率ω大約為105Hz，振幅峰值APP達到240 mV，結合自激振蕩知識判斷該電路處于自激振蕩狀態(tài)。

2 振蕩成因分析

2.1 芯片內部環(huán)路結構

圖3 所示為MIC29302 電源芯片的內部電路，其基本工作原理：上電后，使能腳EN 處于高電平，使能電路啟動，基準參考電壓源快速建立，為誤差放大器提供基準參考電壓，輸出隨著輸入上升，當輸出即將達到規(guī)定值時，由反饋網絡得到的輸出反饋電壓也接近于基準電壓值，此時誤差放大器將輸出反饋電壓和基準電壓之間的誤差小信號進行放大，再經調整管放大到輸出，從而形成負反饋，保證了輸出電壓穩(wěn)定在規(guī)定值上[4]。

圖3 MIC29302內部電路

通過對內部環(huán)路結構電路負反饋回路深入分析，簡化內部環(huán)路結構，得到MIC29302 電路簡化結構框圖，如圖4 所示。該結構主要由基準參考源、誤差放大器、晶體管、釆樣電阻、補償電容以及負載6 個 部 分 組 成[5]。

圖4 電路簡化結構框圖

2.2 小信號等效電路模型及bode圖分析

在自動控制理論中，常利用傳遞函數W（s）研究負反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定性[6]，MIC29302 芯片的交流小信號等效電路模型如圖5 所示。誤差放大器等效電路的跨導為GMA，等效輸出電容為COE，等效輸出電阻為ROE，晶體管的放大倍數為β，等效輸出電阻為RP。RESR為輸出電容的等效串聯(lián)電阻。

圖5 小信號等效電路模型

在小信號等效電路中，環(huán)路增益可由式（2）估算得出[7]：

式中，Ka為前向通道增益，Kb為反向通道增益。誤差放大器的直流增益一般取25～45 dB，在此取35 dB，即20lgGMA=35，得GMA=56.2。等效輸出電阻ROE一般取300 kΩ。超大β值晶體管具有非常大的β值[8]，通常在輸出額定負載電流時，β值可達到100。RO為R1、R2、RL組成的等效輸出阻抗，即RO=R1||R2||RL。負載電流達到1 A時，RL為5.7 Ω。

根據ROE與COE建立了誤差放大器的極點POE

[9],計算式如式(3)所示。

等效輸出電容COE一般取值為100～300 pF,這里取200 pF。

在輸出節(jié)點上，電阻R1、R2、RL、RP與電容C2、CB一起建立輸出極點PO

[10]，如式（4）所示。

式中，R1為3.6 kΩ，R2為1 kΩ，等效輸出電阻RP一般取65 Ω，C2為10 μF，CB為0.1 μF。由于R1、R2、RP的阻值遠大于RL，故R1||R2||RP||RL≈RL。

根據C2和RESR建立左半平面零點ZESR

[11]，如式（5）所示。

其中，對于10 μF 的陶瓷電容,等效串聯(lián)電阻RESR大約為10 mΩ。

根據CB和RESR還建立了另一個高頻極點PB[12]，如式（6）所示。

綜上所述，該電路系統(tǒng)中存在3 個極點和一個零點，系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數WK(S)如式（7）所示[13]。

將各數值代入式（7），利用Matlab 繪制傳遞函數WK(s)的對數幅頻相頻特性曲線，如圖6 所示。

圖6 對數幅頻相頻特性曲線圖

從圖6中可以看出，片外電容C2引入零點ZESR和極點PB在一定程度上改善了系統(tǒng)的頻率特性，但是在頻率值大約為105Hz 處，相角Φ（w）超出-170°，相位裕度角不足10°，從而引發(fā)了周期為11 μs 的電路振蕩。

經過對零極點公式進行分析，發(fā)現雖然零點ZESR的引入提高了次極點的相位裕度，但由于C2的容值選擇偏小，導致在頻率值大約為105Hz 處仍然發(fā)生了振蕩問題。

3 解決方案和實驗驗證

3.1 增加前饋補償電容

增加前饋補償電容CFF電路如圖7 所示。

圖7 前饋補償電容CFF電路

前饋補償電容的引入對整個系統(tǒng)而言，引入了一個零點ZFF和一個極點PFF

[14]，即由CFF與RF1建立了零點ZFF，如式（8），根據CFF與RF1||RF2建立了極點PFF，如式（9）。

根據數幅頻相頻特性曲線可以看出，想要通過前饋補償電容零點改善系統(tǒng)次極點的相位裕度，則需要引入一個頻率為106Hz 的零點，由式（8）可以計算出電容值CFF。

增加一個與44 nF 容值接近的47 nF 前饋補償電容CFF后，重新繪制對數幅頻相頻特性曲線，如圖8 所示。

從圖中可以看出，電容CFF引入的零點有效改善了系統(tǒng)次極點的相位裕度。另對引入電容CFF后的電路進行紋波測試，測量結果如圖9 所示，電路不再發(fā)生振蕩。但需要指出，當輸出電壓較高時，即R1/R2較大時，ZFF和PFF分得較開，相位裕度提升更明顯[15]；反之，如果輸出電壓很低，比如輸出電壓接近參考電壓，則CFF對相位裕度的提升效果不明顯，這種補償方法將不再適用。

圖8 補償電容CFF對數幅頻相頻特性曲線

圖9 電容CFF引入后紋波測量結果

3.2 輸出電容影響分析

從式（5）可以看出，增大C2和RESR的值都可以使得ZESR的值減小，即縮小零點與第二極點的頻程距離。但是刻意增加一個與電容C2串聯(lián)的電阻會使得電路瞬態(tài)響應性能變差[16]。在此選擇通過增大輸出電容的容值來改善零點的性能，以提高次極點的相位裕度。

C2容值為10 μF、22 μF、33 μF、47 μF、100 μF 時的輸出電壓紋波值如表1 所示。

C2容值為47 μF 時的紋波測量圖如圖10 所示，從圖中可以看出，振蕩現象得到明顯改善，但仍然有微弱振蕩現象。此時紋波值為16 mV，達到電源紋波精度要求[17-18]，可以正常使用。

表1 C2不同容值對應的輸出電壓紋波值

圖10 C2容值為47 μF時的紋波測量圖

4 結論

文中從電路設計和MIC29302 電源芯片工作原理出發(fā)，通過建立電路等效小信號模型繪制bode 圖，深入剖析了電路振蕩產生的原因。最后通過前饋補償電容引入新的零點或調整輸出電容容值改變零點頻率兩種解決方案改善了電路的相位裕度，解決了電路振蕩問題。