楊 濤，劉 興，李 健，周 洋

（國(guó)網(wǎng)江西省電力有限公司信息通信分公司，江西南昌 330096）

0 引言

隨著無(wú)線通信技術(shù)的迅速發(fā)展，便攜式和分布式無(wú)線設(shè)備應(yīng)用越來(lái)越普及，如何為這些設(shè)備提供穩(wěn)定可靠的電源正成為限制無(wú)線設(shè)備應(yīng)用和普及的問(wèn)題之一。無(wú)線射頻能量收集技術(shù)的發(fā)展為低功率無(wú)線設(shè)備的供電提供了一種新的方式。無(wú)線射頻能量收集系統(tǒng)既可以收集環(huán)境中的射頻信號(hào)，也可以收集特定發(fā)射器產(chǎn)生的射頻信號(hào)。文獻(xiàn)[1]設(shè)計(jì)了一種基于超寬帶阿基米德螺旋天線和半波乘法器電路的射頻能量收集系統(tǒng)，在0 dBm 的輸入功率下得到了30%的整流效率，且得到的輸出電壓及功率均可滿足低功耗設(shè)備的工作需求，但是仍然避免不了能量收集系統(tǒng)體積過(guò)大的問(wèn)題。文獻(xiàn)[2]設(shè)計(jì)了一個(gè)以4-RF頻帶天線為接收天線的射頻能量收集系統(tǒng)，該系統(tǒng)同時(shí)從GSM900（全球移動(dòng)通信系統(tǒng)）、GSM1800、UMTS（全球移動(dòng)通信系統(tǒng)）和WiFi 頻段獲取能量，在4 個(gè)射頻波段均勻分布的10 dBm 累計(jì)輸入功率下，能量轉(zhuǎn)換效率為62%，在5.8 dBm 時(shí)達(dá)到84%，但是該系統(tǒng)的天線體積過(guò)大的問(wèn)題仍然存在。一些最近的非常先進(jìn)的研究[3-6]，采用CMOS 的方案進(jìn)行射頻能量收集系統(tǒng)的設(shè)計(jì)；文獻(xiàn)[7]已經(jīng)實(shí)現(xiàn)在輸入功率1 MW的情況下轉(zhuǎn)換效率高達(dá)74%，通過(guò)從外部給所述電路供電，并在CMOS 配置中使用自體偏置技術(shù)來(lái)改變閾值電壓并更快地打開晶體管，然而，在整流電路中已經(jīng)達(dá)到高效率的方案沒(méi)有使用真正的無(wú)源配置。文中以射頻能量收集系統(tǒng)的小型化為出發(fā)點(diǎn)，利用二極管和電容組合的整流電路，設(shè)計(jì)了一個(gè)以接收2.4 GHz射頻信號(hào)為目的的能量收集系統(tǒng)。

1 無(wú)線射頻能量收集系統(tǒng)設(shè)計(jì)

無(wú)線射頻能量收集系統(tǒng)可以將射頻信號(hào)有效地轉(zhuǎn)換成直流電能并且存儲(chǔ)起來(lái)給負(fù)載供電，接收天線首先將環(huán)境中的射頻信號(hào)收集起來(lái)，通過(guò)RF-DC 整流器將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)化成可供設(shè)備工作的直流電，為了實(shí)現(xiàn)接收天線到整流器間的最大功率傳輸，在天線與整流器之間設(shè)計(jì)了一個(gè)阻抗匹配電路，完整的射頻能量收集系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 射頻能量收集系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

文中以接收2.4 GHz 的無(wú)線射頻能量收集為例，設(shè)計(jì)了如圖2所示的能量收集系統(tǒng)。

圖2 射頻能量收集系統(tǒng)原理

圖2 中，接收天線是系統(tǒng)的信號(hào)采集器，可以將環(huán)境中分布的射頻信號(hào)轉(zhuǎn)化成高頻電信號(hào)，本系統(tǒng)選用的是一種工作在2.4 GHz 頻率的同軸饋電的微型貼片天線；阻抗匹配電路用來(lái)保證射頻能量的最大功率傳輸，該電路通過(guò)一個(gè)LC 匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)；整流升壓電路使用了一個(gè)三階維拉德電路，既可以將交流電信號(hào)轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的直流信號(hào)，又可以起到提高輸出電壓的效果；存儲(chǔ)電路是由大容量的電容器Cst 構(gòu)成，可以將收集的能量存儲(chǔ)起來(lái)，并為負(fù)載供電。

1.1 接收天線設(shè)計(jì)

接收天線用于接收環(huán)境中相應(yīng)頻段的射頻電磁波能量，其結(jié)構(gòu)與采集到的射頻能量大小有很大的關(guān)系。合適的接收天線可以提供一個(gè)較高的初級(jí)電壓，為射頻能量采集器的設(shè)計(jì)提供保障。

假設(shè)到達(dá)接收天線上來(lái)波電場(chǎng)在天線上激起的電流分布為I（z），電流初相為零，接收天線從入射電場(chǎng)中吸收的功率：

則可得整個(gè)天線吸收功率為:

其中，e-jkzcosθ是入射電場(chǎng)到達(dá)天線各段元的波程差因子；Ez=Eisinθ，為天線振子軸的平行分量；接收天線的電流分布I（z）=Imsink（1- |z|），其中Im是波腹電流，k為波數(shù)。

假設(shè)發(fā)射天線的歸一化方向函數(shù)為F（θ）i，最大入射場(chǎng)強(qiáng)為 |Ei|max，由式（2）可知接收天線的接收電動(dòng)勢(shì)為：

其中，φ是入射場(chǎng)Ei與θi（方向角θ的單位矢量）的夾角；hein是接收天線歸于輸入電流的有效長(zhǎng)度；F（θ）是接收天線的歸一化方向函數(shù)。

弗里斯傳輸公式（Friis Free-Space Formula）是進(jìn)行無(wú)線電信系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)的一個(gè)重要公式，其簡(jiǎn)化表達(dá)形式如式（4）:

其中，Pr表示接收天線接收到的功率密度；λ表示電磁波波長(zhǎng)；r表示傳輸距離；Gr表示接收天線的增益；Gt表示發(fā)射天線的增益；Pt表示發(fā)射功率。一般來(lái)說(shuō)，天線的接收功率分為3 部分，即

其中，P∑為接收天線再輻射功率；PL為負(fù)載吸收功率；Pl為導(dǎo)線和媒質(zhì)損耗功率。

由式（5）可知，文中設(shè)計(jì)的射頻能量采集系統(tǒng)不能調(diào)節(jié)發(fā)射機(jī)的發(fā)射功率Pt和發(fā)射天線的增益Gt。同時(shí)，選擇的天線應(yīng)降低再輻射功率、導(dǎo)線和媒介損耗功率，盡量提升負(fù)載吸收功率。從式（5）可以看出，想要增加接收天線接收到的功率密度Pr，提高接收天線的增益Gr是一個(gè)方法。一般來(lái)說(shuō)，定向天線的增益大于全向天線，但方向角小于全向天線，因而對(duì)安裝方向有嚴(yán)格的要求，即將增益最大的方向?qū)?zhǔn)來(lái)波方向。

對(duì)于信號(hào)較弱的WiFi 信號(hào)，需要選擇一個(gè)寬頻帶、高增益的接收天線來(lái)接收。由于不同的饋電方式對(duì)天線輻射性能有不同的影響，對(duì)微帶饋電和同軸饋電這兩種饋電方式進(jìn)行對(duì)比:當(dāng)采用微帶線饋電時(shí)，微帶線本身會(huì)產(chǎn)生輻射損耗，這種附加的損耗會(huì)對(duì)天線方向性參數(shù)產(chǎn)生不利影響，天線增益也會(huì)隨之降低。文中選擇一種以同軸饋電的天線饋電方式改進(jìn)的貼片天線，并用ANSYS公司的ANSYS Electronics Desktop 軟件對(duì)其進(jìn)行建模仿真，建立的天線幾何模型如圖3 所示，天線的幾何參數(shù)如表1所示。

圖3 貼片天線幾何模型

表1 天線的幾何參數(shù) mm

該天線的S11參數(shù)如圖4 所示。S11參數(shù)是表示在波端口處電磁波的反射功率和入射功率的比值的平方根。從S11參數(shù)圖中可以看出天線的中心頻率為2.462 9 GHz，上截止頻率為2.353 7 GHz，下截止頻率為 2.540 0 GHz，絕對(duì)帶寬為0.186 3 GHz，相對(duì)頻帶寬度為7.56%。

圖4 天線S11參數(shù)示意圖

從圖5 史密斯圓可以看出，在中心頻率2.46 GHz時(shí)，該天線的輸入阻抗已經(jīng)很接近50 Ω阻抗匹配。

圖5 天線史密斯圓圖

電壓駐波比（VSWR）是衡量天線性能的重要參數(shù)，天線正常工作時(shí)，一般要求天線的電壓駐波比小于2。從圖6 中可以看出，在2.39 GHz～2.53 GHz頻率內(nèi)，電壓駐波比小于1.5，滿足正常天線工作的要求。該結(jié)果與S 參數(shù)圖得到的結(jié)果一致。

圖6 天線電壓駐波比示意圖

1.2 匹配電路設(shè)計(jì)

為了有效提高天線所接收無(wú)線信號(hào)的電壓幅值，本系統(tǒng)采用了如圖2 所示的匹配升壓電路。圖2 中，Rm1為天線的50 Ω 特性阻抗；Lm為可調(diào)的匹配電感；Rm2、Cm分別為后級(jí)整流電路網(wǎng)絡(luò)輸入端口的等效輸入電阻和電容。匹配升壓電路采用LC 匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)，將天線接收到的射頻信號(hào)進(jìn)行匹配升壓，供給后繼的整流升壓電路。

匹配升壓電路的工作原理是：設(shè)Vo為匹配升壓電路傳輸給后繼的整流升壓電路的輸入信號(hào)，由LC 匹配理論可得：

由式（6）可知，當(dāng)jωLm= -1/jωCm時(shí)，匹配網(wǎng)絡(luò)呈純電阻性，且電流值為最大。當(dāng)Cm減小時(shí)，可以獲得足夠大的Vo。

1.3 整流升壓電路設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)采用了維拉德整流升壓電路將接受天線接收的高頻電流進(jìn)行整流和電壓放大。維拉德電路輸出的信號(hào)為直流，且單階電路即可輸出兩倍于輸入信號(hào)的電壓，通過(guò)多階電路級(jí)聯(lián)可以產(chǎn)生更高的電壓。三階維拉德電路如圖2 所示，每一級(jí)整流升壓電路包含兩個(gè)肖特基二極管和兩個(gè)電容器。

圖2 中，C1、D1、C2、D2為維拉德電路第一階，其中C1、D1產(chǎn)生第一個(gè)電壓鉗位，C2、D2實(shí)現(xiàn)峰值整流，當(dāng)輸入信號(hào)Vin為負(fù)半周期時(shí)，二極管D1導(dǎo)通，D2截止，電流通過(guò)D1將電能儲(chǔ)存在C1中，由于電流通過(guò)D1時(shí)需要克服二極管的閾值電壓Vin，因此C1的電壓為：

當(dāng)輸入信號(hào)為正半周時(shí)，二極管D1截止，D2導(dǎo)通，電流通過(guò)D2為電容C2充電，由于C1的電壓為V1，D2的閾值電壓為Vth，因此在整個(gè)回路中，C2兩端的電壓V2為：

由上述的分析方法可知，經(jīng)過(guò)N階級(jí)聯(lián)后的維拉德電路的輸出電壓為N個(gè)端電壓為2（Vin-Vth）的電容串聯(lián)的電壓值，即輸出電壓Vn為：

由式（9）可知，單就電路本身而言，倍壓級(jí)數(shù)N和二極管閾值電壓Vth都能影響倍壓電路的輸出電壓，并且當(dāng)輸入信號(hào)的幅值Vin小于二極管閾值電壓Vth時(shí)，電路將沒(méi)有電壓輸出，由于接收天線收集到的射頻信號(hào)可能很微弱，為了保證系統(tǒng)輸出理想的電壓值，應(yīng)使Vth盡可能的小。肖特基二極管具有較低的閾值電壓，和非?？斓霓D(zhuǎn)換速度，非常適合在射頻能量收集電路中使用，本系統(tǒng)中使用閾值電壓可以低至150 mV 的HSMS2852。為了保證電路在較弱輸入信號(hào)的情況下能輸出有效的電壓，文中采用一個(gè)3 階的維拉德電路。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

對(duì)于射頻能量收集系統(tǒng)，輸出電壓和能量轉(zhuǎn)換效率是衡量系統(tǒng)性能的兩個(gè)重要參數(shù)。系統(tǒng)的功率轉(zhuǎn)換效率可用輸出功率與入射功率之比表示，即為：

式中，P0表示輸出功率；Pr表示入射功率；Vout表示輸出電壓；RL表示負(fù)載電阻；由式（10）可知系統(tǒng)的PCE 與輸出電壓、入射功率和負(fù)載電阻有關(guān)。圖7 展示了工作在2.4 GHz 下，射頻能量收集系統(tǒng)在不同輸入功率以及負(fù)載電阻值下的能量轉(zhuǎn)換效率的測(cè)試結(jié)果，由圖可知隨著輸入功率越大系統(tǒng)的能量轉(zhuǎn)換效率就越高，隨著負(fù)載電阻的的增大，能量轉(zhuǎn)換效率變小。由圖7可知，負(fù)載電阻100 kΩ 時(shí)，輸入功率在-5 dBm-0 dBm之間時(shí)能量轉(zhuǎn)換效率達(dá)到最大值55%。

圖7 不同輸入功率以及負(fù)載電阻值下的能量轉(zhuǎn)換效率

圖8 展示了負(fù)載電阻在100 kΩ，不同輸入功率下的輸出電壓，由圖中曲線走勢(shì)可知，隨著輸入功率的增大，系統(tǒng)的輸出電壓越來(lái)越大，最大輸出電壓4.2 V，且在-10 dBm-10 dBm輸入功率時(shí)，輸出電壓均大于2 V。

圖8 不同輸入功率下的輸出電壓

3 結(jié)語(yǔ)

射頻能量收集技術(shù)目前正成為低功耗微型電子設(shè)備有效的供電方法之一，文中設(shè)計(jì)了一套接收2.4 GHz射頻信號(hào)的射頻能量收集系統(tǒng)，該系統(tǒng)主要由微型貼片天線、阻抗匹配電路、整流升壓電路和存儲(chǔ)電路構(gòu)成。仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在2.4 GHz 信號(hào)充足的室內(nèi)，可實(shí)現(xiàn)低功率微電子設(shè)備的持續(xù)供電。