趙思遠，徐康泰，郎博宇，喬 平，陳 鑫

（國網(wǎng)冀北電力有限公司工程管理分公司，北京100070）

0 引言

隨著直流輸電技術(shù)向配電側(cè)的延伸，中壓直流配電網(wǎng)近年來逐漸受到了學(xué)者們的廣泛關(guān)注［1-2］。鑒于成本及效率的綜合比較，10 kV及以上電壓等級的中壓直流配電網(wǎng)通常采用模塊化多電平換流器（MMC）來實現(xiàn)交、直流供電形式的轉(zhuǎn)變［3-4］。然而，由于半橋型MMC（HB-MMC）自身并不具有直流故障清除能力［5］，如何有效地實現(xiàn)直流配電網(wǎng)的直流故障處理便成為了國內(nèi)外的主要研究熱點。目前能夠?qū)崿F(xiàn)直流故障清除的有效技術(shù)方案主要包括以下3 種：利用交流斷路器實現(xiàn)直流故障清除的方案、利用直流斷路器實現(xiàn)直流故障清除的方案以及使用合理比例的混合型子模塊構(gòu)成的具有直流故障清除能力的混合型MMC方案。

交流斷路器方案能夠有效解決MMC 直流故障閉鎖后的交流側(cè)不控整流問題。然而，由于交流斷路器響應(yīng)速度慢，故障電流處理時間長，甚至可能會在斷路器動作之前破環(huán)MMC 中的開關(guān)器件，影響換流器的重合閘動作［6］。為了改善上述情況，基于直流斷路器的中壓直流配電網(wǎng)故障處理方案被提出并應(yīng)用。直流斷路器可以快速地將MMC 與故障點隔離，并在瞬時故障消失后進行重合，是一種理論上十分有效的方案。然而，目前直流熄弧所帶來的成本與技術(shù)問題使直流斷路器的進一步應(yīng)用面臨挑戰(zhàn)。為了降低中壓直流配電網(wǎng)的故障處理成本，基于故障自清除專用自阻模塊的改進型MMC 以及基于混合型子模塊的混合型MMC 吸引了部分學(xué)者的關(guān)注?；诠收献郧宄龑Ｓ米宰枘K的改進型MMC 與混合型MMC 的基本原理是將合理比例的具有故障清除能力的子模塊嵌入半橋（HB）子模塊組成的MMC橋臂中，使其具有直流故障阻斷功能，并在無斷流能力的隔離開關(guān)配合下實現(xiàn)直流故障的清除。目前，典型的具有故障清除能力的子模塊有全橋（FB）結(jié)構(gòu)與箝位結(jié)構(gòu)，且關(guān)于二者的應(yīng)用研究也較為成熟。如文獻［7-8］對全橋型MMC（FB-MMC）的控制、運行與優(yōu)化進行了詳細的分析與研究；文獻［9］對基于箝位子模塊的MMC 控制方法及故障處理策略進行了研究；文獻［10］對混合型MMC 的不同子模塊組合方式進行了探索；文獻［11］對基于HB+FB 子模塊的混合型MMC直流故障清除方法進行了驗證。

然而，無論是基于故障清除專用自阻模塊的改進型MMC，還是基于不同子模塊混合的混合型MMC，故障清除專用自阻模塊均參與了MMC 的穩(wěn)態(tài)運行，因此其與HB 子模塊的數(shù)目比例需達到一定的大小才能保證整個換流器的正常運行，如文獻［12］指出故障清除專用自阻模塊與HB 模塊的比例通常應(yīng)在50%及以上。故障清除專用自阻模塊對穩(wěn)態(tài)運行的參與不僅增加了MMC 的閥級控制復(fù)雜度與換流損耗，而且增加了其構(gòu)建成本。因此如何在保證直流故障快速清除能力的前提下，進一步提高MMC 的構(gòu)建經(jīng)濟性與運行效率，成為了MMC 拓撲改進及控制策略研究的主要關(guān)注點之一。

鑒于上述分析，本文提出了一種基于故障清除專用自阻模塊的改進型MMC，并對其穩(wěn)態(tài)運行及直流故障清除性能進行了分析與驗證。由于在本文所提的改進型MMC 中，所選取的具備故障清除能力的自阻模塊（FB 子模塊）結(jié)構(gòu)為專用于直流故障清除的結(jié)構(gòu)，并不參與改進型MMC 的穩(wěn)態(tài)運行，且每個橋臂只需嵌入1 個專用模塊即可，相比于同量級的傳統(tǒng)混合型MMC，改進型MMC 的控制更加簡潔高效，經(jīng)濟性更高，功率傳輸性能更好。

1 基于故障清除專用自阻模塊的改進型MMC拓撲及其穩(wěn)態(tài)電容電壓優(yōu)化調(diào)制策略

1.1 改進型MMC的拓撲分析

圖1（a）為本文所提出的改進型MMC拓撲結(jié)構(gòu)。圖中，Udc、idc分別為穩(wěn)態(tài)時的直流電壓與電流；Larm為改進型MMC 的橋臂電感值；ujp、ujn（j=a，b，c）和ijp、ijn分別為上、下橋臂的j相電壓與電流；ij為j相電流；S為隔離開關(guān)；n為各橋臂HB 子模塊的個數(shù)；UFB、UHB分別為FB 故障清除專用自阻模塊的電容CFB、HB 子模塊電容CHB電壓；S1—S4為FB 子模塊的IGBT 開關(guān)；S5、S6為HB子模塊的IGBT開關(guān)。

由圖1（a）可知，改進型MMC 的結(jié)構(gòu)既不同于HB-MMC，也不同于傳統(tǒng)的FB+HB 混合型MMC。相比于HB-MMC，改進型MMC 的不同之處在于：每個橋臂中均含有2 種子模塊，即具有故障清除能力的子模塊（圖1（a）中FB 子模塊）與HB 子模塊；直流側(cè)增加了隔離開關(guān)。相比于傳統(tǒng)混合型MMC，改進型MMC 的不同之處在于每個橋臂中有且只有1 個FB子模塊，而HB 子模塊的個數(shù)選取原則與HB-MMC完全相同［13］，同時為了更快地清除直流故障，F(xiàn)B 故障清除專用自阻模塊的電容支路串聯(lián)了相應(yīng)的電阻RFB。在某些情況下，為滿足對直流故障清除的要求，串聯(lián)電容或電阻可以為0；故障清除專用自阻模塊也可以為其他具有故障阻斷功能的結(jié)構(gòu)，如交叉箝位、五電平結(jié)構(gòu)等。

對于嵌入改進型MMC 橋臂中的FB 故障清除專用自阻模塊，其主要的控制策略與運行狀態(tài)有正向充電模式、反向充電模式以及旁路模式3 種。當(dāng)開關(guān)S1、S4處于導(dǎo)通狀態(tài)且開關(guān)S2、S3處于關(guān)斷狀態(tài)時，F(xiàn)B 故障清除專用自阻模塊處于正向充電模式；當(dāng)開關(guān)S2、S3處于導(dǎo)通狀態(tài)且開關(guān)S1、S4處于關(guān)斷狀態(tài)時，F(xiàn)B 故障清除專用自阻模塊處于反向充電模式；當(dāng)開關(guān)S1、S3（S2、S4）處于導(dǎo)通狀態(tài)且開關(guān)S2、S4（S1、S3）處于關(guān)斷狀態(tài)時，F(xiàn)B 故障清除專用自阻模塊處于旁路模式。根據(jù)改進型MMC 的不同運行模式，F(xiàn)B 故障清除專用自阻模塊所采用的控制策略也不同，具體分析如下。

當(dāng)改進型MMC 處于穩(wěn)態(tài)運行時，所有橋臂中的FB 故障清除專用自阻模塊工作在旁路模式，此時改進型MMC 可等效為一個HB-MMC。因此改進型MMC 穩(wěn)態(tài)運行下的閥級控制策略與HB-MMC 相同，如圖1（b）所示，主要采用了控制電壓或功率外環(huán)與控制電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合的雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)。圖中，P、Q和P_ref、Q_ref分別為有功功率及無功功率的測量值及其參考值；id、iq和id_ref、iq_ref分別為交流電流d、q軸分量的測量值及其參考值；Udc_ref為Udc參考值；ud、uq分別為交流電壓d、q軸分量的測量值；PI 為比例積分控制器；ω=100 π rad／s 為交流電網(wǎng)角頻率。同時，改進型MMC 中的關(guān)鍵參數(shù)（如電容參數(shù)、橋臂電感等）也與HB-MMC 相同，本文不再贅述。當(dāng)改進型MMC 檢測到直流側(cè)發(fā)生短路故障時，將FB 故障清除專用自阻模塊投入，采用FB故障清除專用自阻模塊的正、反向充電模式來實現(xiàn)直流故障的清除與穿越，具體原理見第2節(jié)。

圖1 改進型MMC的拓撲與穩(wěn)態(tài)閥級控制策略Fig.1 Topology and steady-state valve-level control strategy of advanced MMC

1.2 改進型MMC的穩(wěn)態(tài)電容電壓優(yōu)化調(diào)制策略

改進型MMC 在傳統(tǒng)調(diào)制方法下，橋臂中會出現(xiàn)與HB-MMC 相同的2 倍頻環(huán)流，從而加劇橋臂中子模塊電容電壓的波動，因此許多文獻采用在控制系統(tǒng)中增加附加控制環(huán)的方法來清除橋臂中的2 倍頻環(huán)流，優(yōu)化電容電壓波動情況。然而，附加控制環(huán)會增加MMC 系統(tǒng)的控制復(fù)雜度，在參數(shù)設(shè)計不合理的情況下，甚至?xí)霈F(xiàn)頻率振蕩，降低改進型MMC 的運行穩(wěn)定性，危害開關(guān)器件的安全。鑒于此，本文采用基于瞬時電容電壓的調(diào)制策略，以優(yōu)化改進型MMC的穩(wěn)態(tài)電容電壓波動，具體原理如下。

忽略改進型MMC 每個橋臂中不同子模塊電容電壓之間的差異，根據(jù)改進型MMC 穩(wěn)態(tài)運行時橋臂電流與電容電壓的循環(huán)耦合關(guān)系可知，j相上、下橋臂中每個子模塊的電容電壓瞬時值可以精確計算為：

其中，Ejp、Ejn分別為j相上、下橋臂中所有HB 子模塊的電容總能量，具體表達式分別見附錄A 式（A1）、（A2）；CHBSM為改進型MMC中HB子模塊的電容值。

根據(jù)式（A2），改進型MMC 中HB 子模塊電容電壓基準值（Udc/n）實際上是子模塊電容電壓的穩(wěn)態(tài)平均值，而非瞬時值。因此在換流器運行時需要橋臂中的2 倍頻環(huán)流產(chǎn)生環(huán)流電壓來補償控制系統(tǒng)參考值與實際電容電壓之間的差值，從而造成電容電壓波動增大和換流器傳輸效率降低。鑒于此，本文在調(diào)制系統(tǒng)中不再采用子模塊電容電壓的穩(wěn)態(tài)平均值作為計算改進型MMC每一時刻需投入HB子模塊數(shù)的基準值，而采用式（1）所示的電容電壓瞬時值，進而實現(xiàn)了對穩(wěn)態(tài)運行時HB 子模塊電容電壓波動情況的優(yōu)化。具體地，本文所提出的優(yōu)化調(diào)制策略與傳統(tǒng)調(diào)制策略的比較結(jié)果如表1 所示。由表可知，本文所提策略是以犧牲計算量來獲取電容電壓計算準確度的。然而，對于目前MMC 控制系統(tǒng)中數(shù)字信號處理器（DSP）與現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）的計算能力而言，上述計算量的增加并不影響控制系統(tǒng)的計算速率。

表1 優(yōu)化調(diào)制策略與傳統(tǒng)調(diào)制策略的比較Table 1 Comparison between optimized modulation strategy and traditional modulation strategy

2 基于故障清除專用自阻模塊的改進型MMC直流故障清除方法

借助于故障清除專用模塊，改進型MMC 能夠在無直流斷路器的情況下實現(xiàn)直流故障的快速清除，具體分為以下3個步驟。

2.1 步驟1

改進型MMC 通過主動控制橋臂中的開關(guān)器件，形成交流側(cè)三相故障電路，隔離交流電源向直流故障點的饋入電流，并相應(yīng)地投入FB故障清除專用自阻模塊，清除直流側(cè)故障電流。

當(dāng)改進型MMC 檢測到直流側(cè)短路故障后，立即開通三相下橋臂中所有HB子模塊的下開關(guān)管S6，閉鎖其上開關(guān)管S5（若開關(guān)器件不能夠承受交流短路的故障電流，也可以采用基于晶閘管的旁路結(jié)構(gòu)），嵌入的FB 故障清除專用自阻模塊保持旁路狀態(tài)不變。同時，閉鎖三相上橋臂中所有HB 子模塊的上、下開關(guān)器件，并依據(jù)每相橋臂自身的橋臂電流方向，使FB故障清除專用自阻模塊進入不同的充電模式：當(dāng)橋臂電流為正時，F(xiàn)B 故障清除專用自阻模塊進入正向充電模式；當(dāng)橋臂電流為負時，F(xiàn)B 故障清除專用自阻模塊進入反向充電模式。上述操作可以保持HB 子模塊的電容電壓，進而保證了改進型MMC 在故障清除后的重啟動能力。

根據(jù)附錄A 圖A1 及式（A3）—（A6）的計算結(jié)果可知，F(xiàn)B 故障清除專用自阻模塊的電容電壓與直流電流表達式為：

其中，UFB（0+）與idc（0+）分別為故障發(fā)生時刻FB 故障清除專用自阻模塊中電容電壓值與直流電流值；RE、CE、LE分別為等效電阻、電容、電感。

根據(jù)式（2）—（4）可知，直流故障期間故障清除專用自阻模塊的電容電壓升高值以及故障電流的變化規(guī)律均與自阻模塊的電容與電阻值密切相關(guān)。當(dāng)FB 故障清除專用自阻模塊的電容電壓初始值為0時，式（2）將等效為：

由式（5）可知，隨著FB 故障清除專用自阻模塊的投入，故障電流的能量將被耗能電阻吸收，且耗能電阻越大，改進型MMC 對直流故障清除得越快；同時，工程應(yīng)用中可以根據(jù)對故障處理時間的具體需求來定量選取合理的耗能電阻與電容值。

基于上述分析可知，故障發(fā)生后改進型MMC 短路橋臂（本文指下橋臂）三相電流由交流電源與橋臂電感儲能2 個部分引起。由于FB 故障清除專用自阻模塊中電容和電阻對橋臂電感儲能造成的分量吸收能力很強，在考慮橋臂的短路故障電流最大值時，可以忽略該分量，從而使改進型MMC 短路橋臂的動態(tài)電路等效為三相交流電源通過交流斷路器接入零狀態(tài)響應(yīng)下的電感與電阻電路中，如圖2（a）所示。圖中，Uj為j相交流電壓；Rsys_ac_j、Lsys_ac_j和Larm_j分別為j相交流系統(tǒng)等效電阻、等效電感和橋臂電感；O1、O2為中性點。由于圖2（a）的電路是一個多階交流電路，本文采用拉普拉斯變換電路進行求解，得到等效電路如圖2（b）所示，圖中U1j（s）、U2j（s）分別為j相交流系統(tǒng)等效電感和橋臂電感在拉普拉斯變換電路中的內(nèi)部電壓源。

圖2 改進型MMC下橋臂的電流估算電路Fig.2 Current estimation circuit of low arms of advanced MMC

通常情況下，在改進型MMC 中三相電路的參數(shù)相同，即：

其中，Rsys_ac、Lsys_ac分別為改進型MMC 直流端口的等效直流電阻、電感。基于式（6）與回路電流法可得短路橋臂的三相電流為：

將式（7）所示短路橋臂的三相電流進行拉普拉斯反變換，可得：

考慮到故障操作前后的對稱性，短路橋臂三相的最大電流相同。以a 相為例分析最大電流的取值及條件。由式（8）可知，短路橋臂故障電流值不僅與電網(wǎng)電壓有關(guān)，同時與傳輸功率的大小有關(guān)。式（8）所示導(dǎo)數(shù)方程為超越方程，本文采用式（9）對不同傳輸功率下短路橋臂故障電流的最大值進行估算。

其中，Pc為改進型MMC 的傳輸功率；Uav為改進型MMC閥側(cè)電壓a相的有效值。

由于改進型MMC 的最大傳輸功率通常為其額定值，改進型MMC 的a 相故障電流最大值即為穩(wěn)態(tài)運行時a相電流的最大值。

2.2 步驟2

當(dāng)直流故障電流降為0 后，斷開改進型MMC 的直流側(cè)隔離開關(guān)，同時閉鎖改進型MMC 中的所有電力電子開關(guān)，完成對直流故障的清除。

由步驟1 與步驟2 可知，F(xiàn)B 故障清除專用自阻模塊中電阻的總耗能包括以下2 個部分：第一部分是直流故障后，自身橋臂（本文為上橋臂）電流在電阻上的耗能；第二部分是直流故障降為0 后，短路橋臂（本文為下橋臂）電感殘流在電阻上的耗能。以a相上橋臂FB 故障清除專用自阻模塊的電阻耗能計算為例進行分析：第一部分最大耗能的條件為改進型MMC運行在額定狀態(tài)下，且直流故障發(fā)生時，a相橋臂的交流分量處于最大值，基于上述初始值條件，根據(jù)RLC 暫態(tài)電路方程可以求得電阻電流的計算公式，進而基于電阻電流與電阻值對第一部分的耗能進行估算；第二部分最大耗能的條件為閉鎖時，短路橋臂a 相電流處于最大值，且殘流全部流入FB 子模塊中，采用與第一部分相同的估算方法，也可以計算出該部分電阻的耗能；根據(jù)上述2 個部分的電阻耗能，得到FB故障清除專用自阻模塊電阻在直流故障清除過程中的總耗能。

事實上，由于上述暫態(tài)過程理論計算的復(fù)雜性以及電磁暫態(tài)與電阻熱計算仿真軟件的便捷性，實際應(yīng)用中可以通過仿真計算方便地得到電阻的總耗能，從而對其散熱以及布線進行合理設(shè)計。

2.3 步驟3

在線路中的直流故障處修復(fù)后，閉合直流側(cè)開關(guān)，重啟改進型MMC。由于在故障處理過程中，改進型MMC 的HB 子模塊電容電壓并未下降，且交流斷路器并未斷開，可以直接進行換流器解鎖。對于直流側(cè)瞬時性故障，上述特性將進一步提高系統(tǒng)的故障穿越能力。

3 仿真驗證

為了對本文所提改進型MMC 的穩(wěn)態(tài)運行電容電壓波動優(yōu)化調(diào)制策略與直流故障處理策略進行驗證，在MATLAB／Simulink 仿真平臺中以20 kV 的兩端直流配電系統(tǒng)為例進行建模分析，具體參數(shù)如附錄B表B1所示。

3.1 改進型MMC的穩(wěn)態(tài)運行分析

圖3 改進型MMC1在不同調(diào)制策略下的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果Fig.3 Simulative results of advanced MMC1 in steady state under different modulation strategies

圖3 給出了基于改進型MMC 的兩端直流配電系統(tǒng)在不同調(diào)制策略下的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果，圖中icir為橋臂環(huán)流。0.6 s 前改進型MMC1采用傳統(tǒng)調(diào)制策略，即以Udc/2 為基準的子模塊數(shù)計算方法，且控制系統(tǒng)中不含環(huán)流附加控制；0.6 s 后改進型MMC1采用本文所提調(diào)制策略，即以電容電壓瞬時值為基準的子模塊數(shù)計算方法調(diào)制優(yōu)化策略。對于不同的調(diào)制策略，改進型MMC1控制直流電壓穩(wěn)定在20 kV，改進型MMC2控制輸送的有功功率穩(wěn)定在10 MW。由于直流配電系統(tǒng)運行在穩(wěn)定狀態(tài)，改進型MMC1與改進型MMC2的運行狀態(tài)均與傳統(tǒng)的HB-MMC相同。

由圖3 可知，傳統(tǒng)調(diào)制策略下改進型MMC 的橋臂電流中含有較大的諧波分量，與理論分析結(jié)果不同，波形并非由正弦波+直流偏置量組成；而本文所提調(diào)制策略下，改進型MMC 的橋臂電流由正弦波+直流偏置組成。進一步由圖3（b）可知，本文所提調(diào)制策略能明顯抑制改進型MMC 中的橋臂環(huán)流，減小電容電壓的波動情況，優(yōu)化改進型MMC 的穩(wěn)態(tài)功率傳輸性能。

3.2 改進型MMC的直流故障清除分析

附錄B 圖B1 給出了基于改進型MMC 的兩端直流配電系統(tǒng)直流故障清除過程的仿真結(jié)果。直流故障發(fā)生后，改進型MMC1上橋臂HB 子模塊立即閉鎖，下橋臂HB 子模塊進入旁路狀態(tài)，從而在下橋臂形成三相短路點。通過上述操作，直流故障電流將被上橋臂FB 子模塊電阻與電容消耗，從而迅速降為0。由于下橋臂等效為交流側(cè)短路，交流輸出電流與橋臂電流略微有所增加（在交流設(shè)備與開關(guān)器件承受范圍之內(nèi)）。由于上橋臂FB子模塊吸收了直流故障能量，其電容電壓上升至5 kV；而由于下橋臂FB 子模塊處于旁路狀態(tài)，電容電壓保持不變，其值為0。0.835 s 時，當(dāng)檢測到直流電流降為0，改進型MMC1直流側(cè)的隔離開關(guān)斷開。隨后改進型MMC1閉鎖，整個直流故障清除過程完成。

在故障清除過程中，F(xiàn)B 子模塊電阻共消耗約1.15 kJ 的能量，即改進型MMC 中FB 故障清除專用自阻模塊的平均耗能約為0.115 kJ／MW。根據(jù)文獻［14-15］可知，采用風(fēng)扇強迫散熱的MMC 子模塊設(shè)計即可滿足FB 故障清除專用自阻模塊中電阻的散熱需求。在成本允許的情況下，采用水冷會使FB子模塊的散熱性能更好。本文中FB 故障清除專用自阻模塊的電阻耗能與阻值之比為0.057 5 kJ／Ω，明顯小于文獻［16-17］中的比值。因此本文所提拓撲結(jié)構(gòu)中的耗能電阻在工程應(yīng)用中可以實現(xiàn)，進一步驗證了所提改進型MMC 在工程應(yīng)用中具有良好的可行性。

為了對式（9）以及所分析的短路橋臂故障電流最大值條件進行驗證，將故障前改進型MMC2的傳輸功率變?yōu)?5 MW，并將故障時刻調(diào)整為第0.8 s。根據(jù)算例參數(shù)，由式（9）可估算短路橋臂故障電流的最大值為4 872 A。圖4 給出了改進型MMC1下橋臂三相故障電流的仿真波形。由圖可知，仿真波形中a相最大故障電流為4 937 A，其與理論計算值的誤差為1.3%。這說明了理論計算的正確性與式（9）所示估算方法的有效性。

圖4 改進型MMC1下橋臂三相故障電流的仿真波形Fig.4 Simulative waveforms of three-phase fault current in low arms of advanced MMC1

3.3 改進型MMC的重啟動分析

附錄B 圖B2 給出了直流故障清除后改進型MMC1進行重啟動的仿真結(jié)果。當(dāng)改進型MMC1接收到重啟動的信號，由于改進型MMC1的HB 電容電壓均被保持在穩(wěn)態(tài)附近，改進型MMC1可直接解鎖功率的迅速傳輸。由圖B2 可知，改進型MMC1在重啟動的過程中可以迅速建立直流電壓，通過與改進型MMC2的配合，電壓與電流未出現(xiàn)明顯的沖擊，保護系統(tǒng)未出現(xiàn)誤動作，驗證了改進型MMC 故障清除控制策略在重啟動過程中的正確性。

4 結(jié)論

為了提高基于MMC 的中壓直流配電網(wǎng)的功率傳輸性能與直流故障清除能力，本文借助于故障清除專用子模塊的設(shè)計思路提出了一種改進型MMC拓撲，并對其穩(wěn)態(tài)及故障清除控制策略進行了詳細的分析與研究。

不同于傳統(tǒng)的混合型MMC約需要模塊總數(shù)50%的FB 子模塊，本文所提出的改進型MMC 借助各橋臂中單個FB 故障清除專用自阻模塊的自阻功能與合理的控制策略，實現(xiàn)了MMC 的無直流斷路器直流故障清除與重啟動，在保證直流故障清除能力的同時降低了MMC 的建設(shè)成本，提高了中壓直流配電網(wǎng)的應(yīng)用經(jīng)濟性。同時，在本文所提出的電容電壓優(yōu)化調(diào)制策略中，改進型MMC 在不需要增加新控制環(huán)的前提下，具有良好的橋臂環(huán)流抑制性能與電容電壓波動抑制性能，有利于整個換流器系統(tǒng)的控制及穩(wěn)定性改善，具有良好的應(yīng)用前景。

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