劉茂林,王 斌,李 冉,藍 禹

(重慶郵電大學 光電工程學院,重慶 400065)

隨著汽車電子化程度不斷加深,汽車電子設備的EMC(電磁兼容)問題越來越受到重視,汽車EMC 測試也成為現在汽車出廠前必要的一項測試[1]。而功率放大器(簡稱功放)是汽車EMC 測試系統(tǒng)中最核心的器件之一,占據了該系統(tǒng)大部分成本,可為測試系統(tǒng)提供足夠大的功率來產生較大的標準測試場強,其性能好壞將直接影響到汽車EMC 測試的效果。隨著汽車EMC 測試系統(tǒng)測試標準的提高,測試項目的增加和散熱需求的提升,就要求功放覆蓋更寬的頻帶,擁有更高的效率,具有良好的增益平坦度,即對功放在帶寬、效率和增益平坦度等方面的設計提出了更高的要求[2]。因此,汽車EMC 測試的功放正朝著寬頻帶、高效率、高增益平坦度等方向不斷發(fā)展,并且寬帶高效率功率放大器的設計也成為近年來功放研究的熱點之一[3]。

目前,在功放的寬頻帶、高效率等研究方向上,國內外的研究者提出了多種技術方案,在帶寬擴展方面,學者們通過使用低/帶通濾波結構[4]、負反饋結構[5]、實頻技術[6]、連續(xù)類功率放大器[7]等技術方式來實現功率放大器的寬帶化;在效率提高方面,學者們采用Doherty 功率放大器[8]、逆F 類功率放大器[9]、連續(xù)類功率放大器[10]等技術手段來改善功率放大器的效率。同時,一般來說,功放的帶寬和效率是一對矛盾的變量,對于要求功放寬帶和高效的場景來說,選擇合適的匹配網絡,平衡帶寬和效率性能就是功放設計的難點。而對于多種寬帶化設計方案來說,階梯阻抗變換器不僅設計結構簡單,而且擁有良好的寬帶匹配性能和較高的功率效率,被普遍使用在寬帶功率放大器的設計中。本文綜合汽車EMC 測試系統(tǒng)對功放的帶寬和效率的要求以及階梯阻抗變換器的優(yōu)點,選擇階梯阻抗變化器的匹配方法來實現功放的寬頻帶和高效率。

本文基于CREE 公司的GaN HEMT 晶體管CGH40010F,采用階梯阻抗變換器的寬帶匹配網絡,拓寬了功放的帶寬,提高了功放的效率,同時獲得良好的增益平坦度,最終研制出一款應用于汽車EMC測試系統(tǒng)的寬帶功率放大器,其工作頻段為1～ 2 GHz,功率附加效率高于50%,飽和輸出功率大于40.2 dBm,增益平坦度小于±1.5 dB,可以為后續(xù)汽車EMC 測試系統(tǒng)的功放設計提供參考。

1 AB 類功放理論分析

功放的工作狀態(tài)可以根據晶體管在一個信號周期內的導通角來進行劃分,而導通角又由功放的直流偏置決定,根據導通角的不同,可以分為A 類、AB 類、B 類和C 類,它們之間的線性度依次降低,而效率依次增加。本文設計的寬帶功放工作狀態(tài)為AB 類,AB類功放的導通角θ為:180°<θ<360°,其工作效率比A類功放高,線性度比B 類功放好,在效率和線性度之間有著較好的平衡,可以滿足不同場景的不同需求,應用廣泛,其理論效率為50%～78.5%[11]。

柵極-源極電壓波形為:

式中:VGS為柵極-源極電壓的直流分量;vgs為柵極-源極電壓的交流分量;vgsm為交流分量vgs的最大值;ω為其工作的角頻率。

式中:θ為晶體管的導通角;Vt為晶體管的閾值電壓。

那么導通角的余弦值為:

漏極電流的導通角為:

根據平方律特性,漏極的電流波形為:

根據線性特性,漏極的電流波形為:

2 寬帶匹配網絡設計

2.1 λ/4 階梯阻抗變換器原理

本文采用λ/4 階梯阻抗變換器的匹配方法實現功放的寬帶設計。λ/4 多階梯阻抗變換器的匹配寬度隨著階梯數目的增加而增加,通過合理設計λ/4 多階梯阻抗變換器,可以獲得比同長度的漸變線更加良好的匹配性能,在射頻寬帶功率放大器的設計中有著較高的實用價值[12]。λ/4 多階梯阻抗變換器的結構如圖1所示。

圖1 λ/4 多階梯阻抗變換器示意圖Fig.1 Schematic of the λ/4 multistep impedance converter

本文以二階梯阻抗變換器為例來介紹其匹配原理,如圖2 所示,圖中Z1、Z2分別為第一、第二階變換器的特性阻抗,Z0、ZL分別為其兩端外接阻抗。假設線長為L=λ0/4(λ0為中心頻點波長),對應的電長度為;對于低頻點f1,對應波長為λ1,電長度為;對于高頻點f2,對應波長為λ2,電長度為。

變換器各點處的反射系數為:

圖2 二階梯阻抗變換器Fig.2 Two-step impedance converter

在T0面上的反射電壓之和可用式(8)表示:

式中:Ui為一入射電壓波。

則反射系數為:

同理,對于N階梯阻抗變換器,其在T0面的反射系數為:

對Γ取模:

對于不同的Γ0,Γ1,Γ2,…,可以有多個θ值,使Γ=0,而θ又與λ成反比,即與f成正比。對于合理設計的λ/4 多階梯阻抗變換器,可以有多個工作頻帶內的頻率值f使|Γ| 等于零,從而實現寬帶匹配,并且擁有良好的匹配性能。

2.2 寬帶匹配網絡設計

在ADS 軟件中,使用階梯阻抗變換器的寬帶匹配方法,可以設計并得到所需要的寬帶匹配網絡。具體匹配設計過程如下,首先在ADS 軟件中通過負載牽引的方法在多個頻點處牽引出晶體管的最佳源阻抗和最佳負載阻抗,然后選擇某一頻點處的最佳源阻抗和最佳負載阻抗作為寬帶匹配的最優(yōu)值,表1 為晶體管在頻帶內5 個頻點處的最佳源阻抗和最佳負載阻抗。為保證功放的效率和輸出功率最大以及實現更寬的頻帶,綜合考慮后,本文選用1.5 GHz 處的源阻抗(23.6+j25.6) Ω 和負載阻抗(17.7+j6.7) Ω 進行寬帶匹配設計。

表1 晶體管在頻帶內5 個頻點處的最佳源阻抗和最佳負載阻抗Tab.1 Optimal source impedance and optimal load impedance of the transistor at 5 frequency points in the frequency band

然后采用前一節(jié)介紹的λ/4 多階梯阻抗變換器理論,結合最優(yōu)源阻抗和負載阻抗,選擇三階梯阻抗變換器,計算出寬帶匹配網絡的初始值,該網絡完成功放的共軛匹配,實現功放最大功率輸出。具體計算過程如下,以輸出匹配網絡為例,首先計算出相對帶寬:

計算出阻抗轉換比:

根據相對帶寬和阻抗轉換比,查文獻[12]中多階阻抗變換器的帶內駐波比和R及Wq的關系表,得到所需的階數為三階,再查多階阻抗變換器的各階歸一化特性阻抗表得到各階的歸一化阻抗值z1=1.1779,z2=。

反歸一化后,得到各階變阻器的阻抗值:Z1=20.8488,Z2=29.6174,Z3=42.0711。又因為各階變阻器為λ/4 微帶線,所以知道微帶線電長度,選擇好合適的板材,再用ADS 軟件的LineCalc 功能,計算出各階微帶線的寬度Wn和長度Ln,三階微帶線初始值如下:W1=3.7 mm,L1=28.2 mm,W2=2.3 mm,L2=28.7 mm,W3=1.4 mm,L3=29.4 mm。

最后使用ADS 軟件優(yōu)化網絡的初始值,使整個頻帶內S11小于-10 dB,最終得到所設計的輸出匹配網絡。同理,計算并優(yōu)化得出輸入匹配網絡,所設計的輸入匹配網絡和輸出匹配網絡如圖3 所示,圖中數據1.5/17.5 分別表示一段微帶線的寬度w和長度l,單位mm。經仿真驗證,所設計的輸入和輸出匹配網絡均滿足所設計功放的性能指標要求。

圖3 輸入和輸出匹配網絡Fig.3 The input match network and output match network

3 功放的仿真與優(yōu)化

功放設計的主要步驟如下:(1)選擇合適的靜態(tài)工作點,確定功放的工作狀態(tài);(2)對偏置電路進行設計,需要注意偏置電路的電流承受能力,旁路及耦合電容的選擇;(3)需要判斷功放是否穩(wěn)定,由于本文晶體管在1～2 GHz 頻段內不完全穩(wěn)定,為保證其能正常穩(wěn)定工作,必須在輸入網絡中加入RC 并聯(lián)穩(wěn)定電路;(4)根據前一節(jié)所設計的寬帶匹配網絡完成功放的阻抗匹配設計,搭建出功放完整的電路原理圖。

完成設計后,在ADS 軟件中對功放進行原理圖的諧波仿真,優(yōu)化其效率、輸出功率、增益及增益平坦度等重要仿真參數。進行原理圖仿真后,開始版圖仿真,仿真出更貼近實際情況的仿真結果,并微調功放的版圖數據,提高電路設計的準確性,得到實際加工版圖的尺寸數據。

本文選用GaN HEMT 器件CGH40010F 晶體管和Rogers 4350B 板材來設計寬帶功率放大器,經ADS 軟件的仿真優(yōu)化后,最終得到功放完整原理圖,如圖4所示。

圖4 功放完整原理圖Fig.4 Complete schematic of PA

經原理圖和版圖仿真后,得到該功放的小信號S參數及大信號性能參數的仿真結果,分別如圖5 和圖6 所示。仿真結果表明,在工作頻段內,S21為19～20 dB,S11在大部分頻段內小于-10 dB,性能良好,對于大信號性能方面,飽和輸出功率超過42 dBm,飽和功率附加效率大于58%,增益為18.6～19.5 dB。由此可見,所設計功放在輸出功率、增益及效率等性能指標上均表現良好。

圖5 小信號S 參數的仿真結果Fig.5 Simulation results of small signal S parameters

圖6 大信號性能的仿真結果Fig.6 Simulation results of large signal performance

4 功放的加工與測試

在ADS 軟件中優(yōu)化功放設計,使其性能指標均滿足設計目標要求后,對所設計的功放開展版圖布局、實物加工、性能測試等工作。版圖布局及性能測試時需注意以下幾點:(1)為便于焊接電源線,需要在上電點預留2 mm×2 mm 或3 mm×3 mm 的焊盤,為了將功放板固定,需要在板子四周均勻布置螺絲孔,同時為避免各微帶間產生干擾,需要控制各微帶的間距大小;(2)考慮到功放對散熱的需求,根據版圖的平面布局專門設計了一塊散熱鋁板,以保證功放正常工作;(3)測試中必須嚴格注意上電與下電順序,上電時先加柵極負電壓,再加漏極正電壓,下電順序與其正好相反,以防晶體管被擊穿;(4)調試過程中,必須在電路中加入隔離器,使其作為保護器件,防止因阻抗不匹配而形成的駐波毀壞器件;(5)由于實驗室信號源輸出功率有限,為保證測試功放的輸入功率滿足要求,需在前一級添加驅動級功放。功放加工版圖如圖7 所示,實物圖如圖8 所示,其整體尺寸為38.4 mm×121.2 mm。

圖7 功放加工版圖Fig.7 PA processing layout

圖8 功放實物圖Fig.8 The prototype of PA

為保證功放工作在設定的工作點,測試前要根據功放的靜態(tài)工作電流來確定工作點電壓,以避免因晶體管和仿真模型的差異而引入誤差,本文漏極靜態(tài)電流設置為235 mA,調試后確定柵極的工作電壓為-2.63 V,漏極工作電壓為設定的28 V。測試主要使用矢量網絡分析儀N5242A、信號發(fā)生器E4438C、頻譜分析儀N9010A、電壓源DF1731SLL3A、隔離器2JC-8167-L、30 dB 衰減器等測試器件。

經過不斷調試并測試后,得到了較為優(yōu)異的測試結果,所設計功放的小信號和大信號測試結果分別如圖9 和圖10 所示。由圖9 和圖10 的測試結果圖可以看出,相較于小信號和大信號的仿真結果,測試的S參數和大信號性能參數在工作頻帶內均出現了一定程度的惡化。其中,S11惡化較為嚴重,但在大部分頻帶內依然小于-6.5 dB,S21惡化2～3 dB,為15.0～19.9 dB。其次,大信號性能參數也有一定程度惡化,在工作頻帶內,增益為15.2～17.5 dB,飽和功率附加效率大于50%,飽和輸出功率大于40.2 dBm,增益平坦度小于±1.5 dB,測試結果達到預期的指標。

圖9 小信號S 參數的測試結果Fig.9 Test results of small signal S parameters

圖10 大信號性能的測試結果Fig.10 Test results for large signal performance

上述實物測試與仿真結果的差異可能來源于以下幾點:(1)仿真時所使用的晶體管和電容的仿真模型與實物之間存在誤差;(2)加工的誤差和焊接的焊錫均會引入不必要的誤差;(3)功放發(fā)熱引起的熱效應會影響功放的工作狀態(tài);(4)各種射頻連接器件也會引入插損,造成誤差。為了避免上述的誤差,就需要選擇更高的加工精度,擁有更好的焊接條件,選用更精確的仿真模型,提高功放散熱的能力,做到上述幾點后,測試結果將與仿真設計結果更加吻合。

表2 為本文設計功放與近年發(fā)表相關文獻所設計功放的性能參數對比。從表2 可以看出,本文設計的功放擁有高達66.7%的相對帶寬,同時功放的輸出功率和功率附加效率均表現優(yōu)異,因此整體性能較為出色。與文獻[3]相比,本文克服了F 類或逆F 類功放頻帶較窄的問題;與文獻[7]相比,本文在頻帶寬帶方面更為優(yōu)秀,結構更加簡單;與文獻[14]相比,本文在更高的頻帶內擁有更高的效率。因此,本文設計的功放在頻帶和效率上具有一定的優(yōu)勢,可為未來的汽車EMC 測試的高功率功放設計提供參考。

表2 本文功放與其他文獻功放的性能對比Tab.2 The performance comparison between the power amplifier in this paper and those in other literatures

5 結論

本文使用ADS 仿真軟件對功放電路進行仿真設計,并選用GaN HEMT 器件CGH40010F 晶體管和Rogers 4350B 板材實現了寬帶功率放大器的設計。該功率放大器采用階梯阻抗變換器的寬帶匹配網絡,實現了功放寬帶高效率輸出功率的目標。實驗測試結果表明,在工作頻段1～2 GHz 內,飽和輸出功率≥40.2 dBm,增益平坦度≤±1.5 dB,功率附加效率≥50%,同時輸入輸出端駐波系數均小于2。本文設計的寬帶放大器在帶寬與效率等方向表現良好,可以為汽車EMC 測試的寬帶高功率放大器的研究與設計提供一定的理論參考。