劉佳煒,高天德,劉培洲,張博強

(西北工業(yè)大學(xué) 航海學(xué)院，西安 710072)

0 引言

水下自主航行器(AUV)作為人類開發(fā)和利用海洋資源的重要工具，在科研和戰(zhàn)略等領(lǐng)域起到了重要作用。AUV目前較常見的充電方式有回收后通過電纜充電，或通過防水插拔的接頭直接在水下充電，前者消耗大量的人力、時間成本，效率較低；后者技術(shù)尚不成熟，且防水接頭價格昂貴，水下充電成本較高，尚未得到廣泛應(yīng)用?；诖篷詈现C振的無線供電(WPT,wireless power transfer)方式可以較好地解決目前存在的問題[1]。AUV在能源即將耗盡時，返回充電基站進行能源補給，充電完成后自動離開基站繼續(xù)完成任務(wù)，整個充電過程不需要人工干預(yù)，大大削減了人工和時間成本，且整個過程在水下進行，可以從根本上解決有線傳輸在靈活性、可靠性和隱蔽性等方面的弊端，是解決水下設(shè)備能源供應(yīng)問題的重要手段，具有光明的應(yīng)用前景。

在實際充電過程中，必須嚴格控制系統(tǒng)各參量，使系統(tǒng)保持穩(wěn)定、高效的能量供應(yīng)。對于實際應(yīng)用來說，海水水流沖擊會造成AUV和基站的相對位移，使得線圈偏移，系統(tǒng)耦合狀態(tài)變化，系統(tǒng)穩(wěn)定性下降；海水溫度、鹽度等其他變量的擾動也會引起系統(tǒng)參數(shù)的變動，影響供電穩(wěn)定性[2]。此外，隨著充電進度的變化，AUV的等效阻抗也會發(fā)生變化，如果不在電源端及時進行阻抗匹配，會對充電效率造成較大影響[3]。因此，只進行無線電能傳輸而不能進行信息交互的供電系統(tǒng)并不能真正投入使用，而應(yīng)該在無線供電的同時進行通信，使基站實時獲取負載信息，根據(jù)獲取的信息調(diào)整系統(tǒng)參數(shù)，對充電過程進行閉環(huán)控制，降低相對位移、阻抗變化等因素帶來的影響，保證穩(wěn)定、高效的能量供應(yīng)。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及原理

1.1 基于磁耦合諧振的無線供電技術(shù)

基于磁耦合諧振的無線供電系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)如圖1所示[4]，能量發(fā)射電路中，逆變器將直流源轉(zhuǎn)換成大功率交流信號，通過耦合線圈傳到能量接收電路，經(jīng)過整流濾波，供直流負載(AUV電池)使用。為了達到最大能量傳輸效率，發(fā)射和接收電路都由諧振電容和諧振電感(耦合線圈)組成LC振蕩結(jié)構(gòu)。高頻信號激勵發(fā)射線圈感應(yīng)出交變電磁場，通過強磁耦合諧振作用，在接收線圈上感應(yīng)出磁場，并通過LC諧振電路使能量在電場和磁場之間周期性轉(zhuǎn)換，實現(xiàn)了能量從接收端到負載端的源源不斷的輸送。

圖1 磁耦合諧振無線供電系統(tǒng)框圖

對系統(tǒng)中逆變器、整流器、濾波器等部件進行簡化，可得等效電路模型(圖2)。其中Us是直流電源經(jīng)逆變器后產(chǎn)生的交流信號，Rs是電源等效內(nèi)阻，R1和R2是初級回路和次級回路的等效阻抗，L1和L2是耦合電感，二者互感為M，C1和C2為初級回路和次級回路的等效諧振電容，負責(zé)將整個電路調(diào)諧在需要的頻率，RL是接收能量的負載。

圖2 串-串結(jié)構(gòu)磁耦合諧振無線供電系統(tǒng)等效網(wǎng)絡(luò)

對圖2使用基爾霍夫電壓定律可寫出初級回路和次級回路的KVL方程[5]：

US=Z1I1-jωMI2

(1)

0=Z2I2-jωMI1

(2)

其中，初級回路總阻抗：

(3)

次級回路總阻抗：

(4)

將式(1)和(2)聯(lián)立，解出初、次級回路電流I1、I2：

(5)

(6)

由式(5)可以看出，當次級回路和初級回路通過線圈耦合時，次級回路對初級回路的影響可以通過反射阻抗Z21體現(xiàn)，即：

(7)

其中：

(8)

在進行無線能量傳輸時，次級回路通過反射阻抗從初級回路獲取能量，若要達到最大傳輸功率，需要進行阻抗匹配[6]。

傳輸效率：

(9)

若要使初級回路和次級回路都工作在諧振狀態(tài)，即電流、電壓同相，只需滿足Z1和Z2呈純阻性即可，即：

(10)

此時:

(11)

1.2 基于無線供電的數(shù)據(jù)傳輸技術(shù)

下行數(shù)據(jù)傳輸和能量傳輸方向相同，因此可以將能量信號作為載波，通過幅度調(diào)制(ASK)、頻率調(diào)制(FSK)和相位調(diào)制(PSK)等方式將數(shù)據(jù)信號耦合到能量信號中[7]。其中，F(xiàn)SK方式調(diào)制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)較為簡單，傳輸功率較為穩(wěn)定，易于解調(diào)，因此本文選擇2FSK調(diào)制方式進行研究。

在2FSK中，載波的頻率隨二進制基帶信號在f1和f2兩個頻率點間變化，其表達式為：

(12)

一個2FSK信號可以看成是兩個不同載頻的2ASK信號的疊加，因此2FSK信號的時域表達式又可寫成:

e2FSK(t)=s1(t)cos(ω1t+φn)+s2(t)cos(ω2t+θn)

(13)

式中，S1(t)和S2(t)均為單極性脈沖序列，當S1(t)為正電平脈沖時，S2(t)為零電平，反之亦然；φn和θn分別是第n個信號碼元(1或0)的初始相位。在移頻鍵控中，φn和θn不攜帶信息，因此可令二者均為零，得到2FSK信號的簡化表達式：

e2FSK(t)=s1(t)cos(ω1t)+s2(t)cos(ω2t)

(14)

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計

下行通信系統(tǒng)框圖如圖3所示,單片機根據(jù)原數(shù)據(jù)產(chǎn)生調(diào)制信號，控制逆變器產(chǎn)生相應(yīng)的2FSK信號，通過耦合線圈傳輸?shù)酱渭壔芈?，供負載使用，同時解調(diào)器將信號提取出來進行非相干解調(diào)，依次通過濾波器，包絡(luò)檢波器，抽樣判決器，最終得到原始數(shù)據(jù)。

圖3 下行通信系統(tǒng)框圖

2.1 逆變電路

逆變電路是基于磁耦合諧振無線能量傳輸系統(tǒng)的核心部分，負責(zé)將高電壓的直流電源轉(zhuǎn)換成大功率交流信號，以便通過耦合線圈發(fā)射到接收回路。在無線供電數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，逆變器還要完成2FSK信號的調(diào)制，逆變電路的設(shè)計和性能直接決定了能量信號和數(shù)據(jù)信號能否在系統(tǒng)中有效傳輸，是數(shù)據(jù)信號能被正確提取和解調(diào)的先驗條件[8]。

下面討論全橋電路中MOS開關(guān)的的驅(qū)動問題。圖4是常見的H橋逆變器原理示意圖，首先分析由Q1和Q4組成的通路，在Q2Q3關(guān)斷的情況下，當Q1Q4關(guān)斷時，Q1的源極電位處于“懸浮”狀態(tài)，即不確定電位。如果在打開Q4之前，先打開Q1，給Q1的G極12V的電壓，由于Q1源極“懸浮”狀態(tài)，可以是任何電平，不能保證Q1的柵極電壓高于源極電壓，這樣可能導(dǎo)致Q1打開失??；相應(yīng)地，如果先打開Q4，則Q1源極電位被拉低，此時給Q1的柵極加上12V電壓，Q1打開，Q1飽和導(dǎo)通，源級的電平被拉高到電源電壓，此時Q1的G極電壓小于Q1的S極電壓，Q1關(guān)斷，Q1打開失敗。Q2和Q3的情況與Q1和Q4相似。要打開由Q1Q3構(gòu)成的全橋的上管，必須處理好上管源極的“懸浮”問題，使上管的柵極相對于源極有10-15V的電壓差，所以本設(shè)計采用IR2110懸浮驅(qū)動MOSFET方案，可以有效的解決上管的柵極的“懸浮”問題。該芯片是一種雙通道、柵極驅(qū)動、高壓高速功率器件的單片式集成驅(qū)動模塊，具有獨立的高端和低端參考輸出通道，邏輯輸入與標準CMOS或LSTTL輸出兼容，工作電壓高達500伏[9]。

圖4 全橋式逆變器示意圖

相關(guān)驅(qū)動電路如圖5所示，此處用一片IR2110芯片驅(qū)動一對MOS管，另一對MOS管同理。

圖5 MOS驅(qū)動電路

其工作原理如下：首先給LIN輸入高電平，HIN輸入低電平，LO使能，HO關(guān)閉，Q2導(dǎo)通，VS的電位被拉低到地，Vcc通過自舉二極管D4給自舉電容C5充電，電容C5在VB和VS之間形成一個懸浮電源。接下來給LIN輸入低電平，HIN輸入高電平，此時HO輸出，LO關(guān)閉。自舉電容C5給上橋臂主開關(guān)器件Q1供電，確保Q1能正常導(dǎo)通。

為了限制通過MOSFET的電流避免燒毀器件，相應(yīng)的保護電路如圖6所示。其中tlv6743是電壓比較器，通過比較SENSE端口的輸入電壓和內(nèi)置比較電平VIT(400 mV)，控制OUT端口的輸出[10]。SENSE端口和下橋臂的兩個MOS開關(guān)Q2Q4的源極相連，通過0.033 Ω的電阻接地。TLP291是光耦繼電器，當ANODE(1)端口和CATH(2)端口電勢差超過內(nèi)部發(fā)光二極管的導(dǎo)通電壓，發(fā)光二極管點亮，受光器接受光線之后就產(chǎn)生光電流，從輸出端流出，使E(3)端口C(4)端口導(dǎo)通。

圖6 保護電路

當通過MOSFET的電流在正常范圍內(nèi)，SENSE輸入電平小于VIT，比較器內(nèi)部MOS開關(guān)導(dǎo)通，OUT引腳被拉低至地，發(fā)光二極管D11不亮，雙極型晶體管Q5截止，光耦繼電器內(nèi)部發(fā)光二極管不亮，兩個輸出引腳斷開，其中和3引腳相連的IR2110芯片SD使能輸入端接地，驅(qū)動芯片正常工作；當電流過大，SENSE端輸入電平超過VIT，OUT輸出端被拉高，發(fā)光二極管D11點亮，雙極型晶體管導(dǎo)通，光耦繼電器輸出端導(dǎo)通，SD電平被拉高，IR2110驅(qū)動芯片LO和HO均被關(guān)閉，輸出低電平，逆變器H橋上4個MOSFET均斷開，起到保護作用。

2.2 主控芯片

為了控制H橋逆變器的4個MOS開關(guān)使其按正確順序開閉，需要對驅(qū)動芯片輸入兩路互補的方波，使H橋上對應(yīng)位置的MOS開關(guān)輪流導(dǎo)通。輸出交流信號頻率和輸入方波頻率相等，因此要實現(xiàn)能量信號的2FSK調(diào)制，只需對輸入的方波信號進行調(diào)制即可[11]。本文選用dsPIC30F4012芯片進行方波的生成與2FSK調(diào)制。

dsPIC30F4012是Microchip公司生產(chǎn)的16位閃存數(shù)字信號控制器，擁有48 kB片上閃存程序空間(16指令字)和2 kB片上數(shù)據(jù)RAM，內(nèi)部集成有多個智能模塊:電機控制PWM模塊、通用異步收發(fā)器UART模塊、10位高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC模塊、正交編碼器接口QEI模塊等。其中,電機控制PWM模塊有6個具備3個占空比發(fā)生器的PWM1/0引腳,此模塊允許多種工作模式,有利于實現(xiàn)特定的功率控制應(yīng)用[12]。

使用PIC單片機上PWM1H和PWM1L兩個端口輸出方波，分別和逆變電路中的兩片IR2110驅(qū)動芯片連接，具體連接方式如圖7所示。

圖7 驅(qū)動芯片輸入端連接方式

PWMH和PWML是互補的方波。PWM1H為高電平時，PWM1L為低電平，U1的HO和U2的LO有效，H橋一路導(dǎo)通，PWM1L為高電平時，PWM1H為低電平，U1的LO和U2的HO有效，H橋另一路導(dǎo)通，循環(huán)往復(fù)，實現(xiàn)直流信號到交流信號的轉(zhuǎn)換。

2.3 諧振網(wǎng)絡(luò)

諧振網(wǎng)絡(luò)拓撲如圖8(a)所示，XFG1是逆變器輸出的能量信號，可看作電源，T1是耦合線圈，R2是負載(航行器)。根據(jù)公式(7)，次級回路通過反射阻抗Z21從初級回路獲取能量，因此可把整個次級回路等效成一個負載Z21[13]，如圖8(b)所示。

圖8 諧振網(wǎng)絡(luò)拓撲

當電源內(nèi)阻一定時，負載阻抗和內(nèi)阻相等，負載功率達到最大，因此為了使航行器達到最大的充電功率，可以把初級回路總阻抗Z1=R1+C1+L1看作電源內(nèi)阻，Z21看作負載，使二者相等，即滿足Z1=Z21。當系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài)下時，初級回路和次級回路均為純阻性，反射阻抗也呈純阻性，即應(yīng)滿足：

(15)

式中，線圈互感可測量得到，ω可根據(jù)預(yù)計的能量信號頻率(200 kHz)算出，只需確定R1的值即可算出相應(yīng)的R2。

R1的確定需考慮電路的品質(zhì)因數(shù)。品質(zhì)因數(shù)是特征阻抗與電路的總電阻R之比，反映了電路對頻率的選擇性，Q值越高，頻率特性曲線就越尖銳，選擇性就越好[14]。但本研究的實際應(yīng)用中，如果Q值過高，會導(dǎo)致能量信號的2FSK調(diào)制的不同頻點對信號幅度造成較大影響，降低能量傳輸效率，甚至影響上行通信的解調(diào)。因此需要適當降低品質(zhì)因數(shù)，獲得相對平緩的幅頻特性曲線，減輕信號調(diào)制帶來的影響。

(16)

其中:ρ是電路的特征阻抗：

(17)

由式(16)可知，要使品質(zhì)因數(shù)降低，應(yīng)提高回路電阻在總阻抗中的比例，但由于諧振狀態(tài)下R1R2的交流總功率：

(18)

其中:US是逆變器輸出交流能量信號的振幅，當滿足阻抗匹配條件(15)時式(18)可化簡為：

(19)

可以看出R1電阻值越高負載功率越低，因此要在幅頻特性和傳輸功率之間尋找一個合適的平衡點。

圖9 掃頻電路

為了獲得不同電阻條件下系統(tǒng)的頻率響應(yīng)曲線，在multisim仿真軟件中搭建如圖電路，使用波特測試儀工具進行掃頻。經(jīng)實物測量，用漆包線手工繞制的耦合線圈初級端和次級端自感L1L2均為65 μH，互感M為60 μH，耦合系數(shù)：

(20)

為了使系統(tǒng)在200 kHz頻點處諧振，耦合電容：

(21)

將R1設(shè)為下列不同的值，代入公式(15)算出相應(yīng)阻抗匹配條件下的R2，用multisim畫出各對應(yīng)條件下的幅頻特性曲線如圖10所示(為方便對比，設(shè)置逆變器輸出都是振幅10 V的交流信號)：

圖10 條件下的幅頻特性曲線

圖中縱坐標反映的是R2兩端電壓幅度和逆變器輸出能量信號幅度之比。分析以上數(shù)據(jù)可以看出，R1=1 Ω時，根據(jù)式(19)算出負載R2的理論功率最高，可達到為12.5 W，但幅頻特性曲線過于尖銳，在中心頻率正負10 kHz范圍內(nèi)就會達到60%以上的幅度衰減，經(jīng)過2FSK調(diào)制后容易造成較大的功率損失，并且對上行信號的解調(diào)造成影響[15]；R1=10 Ω時，幅頻特性曲線較為平緩，能顯著緩解工作頻率偏移帶來的幅度衰減，但R2的功率太低，只有1.25 W。因此采用折衷方案，使R1=5 Ω，R2=1 137 Ω，此方案在中心頻率上下10 kHz范圍內(nèi)幅度衰減在10%左右，負載功率2.5 W。此數(shù)值只是逆變器輸出交流能量信號幅度10 Vp時的理論值，實際應(yīng)用中逆變器電源電壓可以達到幾十伏。根據(jù)式(19)計算，如果逆變器電源達到63 V左右，負載的充電功率可以達到100 W。

除此之外，根據(jù)頻率特性曲線的圖像特性，為了降低2FSK調(diào)制對上行ASK信號的影響，還可以將2FSK調(diào)制所對應(yīng)的頻率設(shè)置在諧振頻率的兩側(cè)[16]。從圖中可以看出，在該諧振系統(tǒng)中，工作頻率設(shè)置在186 kHz處和210 kHz處時，負載上接收的電壓幅度十分接近，都是53 V，也就是說對能量信號進行2FSK調(diào)制后，不同載波頻率不會使負載接收的信號波形產(chǎn)生較大波動，相應(yīng)地降低了對上行通信調(diào)制和解調(diào)過程的影響。

3 系統(tǒng)軟件設(shè)計

3.1 逆變器控制程序

dsPIC30f4012芯片擁有一個6輸出的PWM模塊，簡化了產(chǎn)生多個同步脈寬調(diào)制輸出的任務(wù)。該模塊包含3個PWM發(fā)生器，每個發(fā)生器都有一對輸出引腳，每對輸出引腳都可以互補或獨立工作，該芯片還內(nèi)置用于互補模式下的硬件死區(qū)發(fā)生器，非常適合本項目的應(yīng)用場合。確定了頻率，占空比，死區(qū)后就能獲得確定的PWM信號。除此之外，要使PWM信號能正常輸出，還要配置其他的相關(guān)寄存器，例如端口的功能設(shè)置、死區(qū)生成模塊設(shè)置等。程序的總體實現(xiàn)如圖11所示。

圖11 PWM信號控制程序整體流程圖

3.2 編解碼程序

3.2.1 糾錯編碼

數(shù)字信號在傳輸過程中，受到干擾的影響會破壞碼元波形，使接收端產(chǎn)生錯誤判決。由乘性干擾導(dǎo)致的碼間串擾，可以通過均衡的方式緩解[17]，而對于加性干擾只能采用差錯控制措施。常用的簡單糾錯編碼有奇偶監(jiān)督碼、恒比碼、正反碼等[18]，本文中選用漢明碼。漢明碼編碼效率較高，可以糾正一位錯碼[19]。

設(shè)碼長為n，信息位數(shù)為k，監(jiān)督位數(shù)r=n-k。若要用r個監(jiān)督位構(gòu)造出r個關(guān)系式來指示一位錯碼的n種可能位置，則要求:

2r-1≥n

(22)

設(shè)分組碼(n,k)中k=4，由式(22)可知，要求監(jiān)督位數(shù)r≥3。若取r=3，則n=k+r=7。若用a6a5…a0表示這7個碼元，用S1、S2和S3表示校正子，則S1、S2和S3的值與錯碼位置的對應(yīng)關(guān)系可以規(guī)定如表1所列。由表中可見，當且僅當一位錯碼的位置在a2、a4、a5和a6時，S1取1。即a2、a4、a5和a64個碼元構(gòu)成偶數(shù)監(jiān)督關(guān)系:

S1=a6⊕a5⊕a4⊕a2

(23)

同理:

S2=a6⊕a5⊕a3⊕a1

(24)

S3=a6⊕a4⊕a3⊕a0

(25)

在發(fā)送端編碼時，信息位a6a5a4和a3的值決定于原數(shù)據(jù)，監(jiān)督位a2a1和a0應(yīng)根據(jù)信息位的取值來確定，即監(jiān)督位應(yīng)使式(23)(24)和(25)中S1S2S3的值均為0，表示編成的碼組中應(yīng)無錯碼：

表1 校正子和錯碼位置的關(guān)系

(26)

經(jīng)移項運算，解出監(jiān)督位為:

(27)

給定信息位后，可以按式(26)算出監(jiān)督位。為了在程序中實現(xiàn)，將式(27)改寫成矩陣形式：

(28)

其中矩陣運算中的相加都指模2加法。上式表示，在信息位給定后，用信息位的行矩陣乘矩陣Q就產(chǎn)生出監(jiān)督位。將Q的左邊加上一個k*k階單位方陣，就構(gòu)成一個矩陣G。

(29)

G為生成矩陣，可以由它產(chǎn)生整個碼組:

[a6a5a4a3a2a1a0]=[a6a5a4a3]G

(30)

接收端解碼時，可將接收碼組B代入式(23)(24)(25)中計算即:

(31)

若接收碼組無錯碼，則S1S2S3應(yīng)該為0。當接收碼有錯時，在未超過檢錯能力的前提下，只要計算出S1S2S3的值并根據(jù)表(1)定位并修正誤碼位置即可。

由于MATLAB具有方便的數(shù)據(jù)分組和矩陣計算功能，可以用MATLAB完成糾錯碼的生成。首先將要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)(例如一串十進制數(shù))按位存成一維數(shù)組，然后用de2bi()函數(shù)將其按位轉(zhuǎn)換成8421BCD碼，假設(shè)原數(shù)據(jù)長度為m，則經(jīng)過de2bi()函數(shù)轉(zhuǎn)換后變成k行4列的矩陣A。接下來將二進制碼分段加入糾錯位。由于漢明碼只能糾正一位錯碼，分段長度應(yīng)盡量取短。一位十進制數(shù)字對應(yīng)4位BCD碼，因此此處將每4位二進制碼分為一段，每段加入3位糾錯碼。在MATLAB中實現(xiàn)時將矩陣A左乘生成矩陣G后，應(yīng)對每一個元素除以2取模，即可得到k行7列的加入糾錯碼后矩陣。最后用reshape()函數(shù)將矩陣轉(zhuǎn)換成一維的二進制數(shù)組。

接收端接收數(shù)據(jù)后進行濾波，包絡(luò)檢波，抽樣判決后得到二進制數(shù)據(jù)，將該數(shù)據(jù)每7位分成一組，用式(31)進行計算，并同樣對所有元素除以2取模，得到S1S2S3的值，如果S1S2S3都是0說明無錯碼，否則根據(jù)表(1)對相應(yīng)錯碼位置取反。最后刪除每個7位數(shù)組的最低3位監(jiān)督位，將余下的4位BCD8421碼轉(zhuǎn)換成10進制數(shù)，即可得到原數(shù)據(jù)。

3.2.2 群同步編碼

群同步碼的插入方式有兩種：一種是集中插入，另一種是分散插入[20]。本項目應(yīng)用背景中，信息可能間斷傳輸，并且每次傳輸時間不長，因此選用集中插入法。在實現(xiàn)集中插入法時，在接收端可以通過接收碼元序列的自相關(guān)函數(shù)來定位同步碼組的位置。在開始接收時，同步系統(tǒng)處于捕捉態(tài)，若計算結(jié)果小于某一門限值，則等待接收到下一個碼元后再計算，直到自相關(guān)函數(shù)值等于該值時，就認為捕捉到了同步，并將系統(tǒng)從捕捉態(tài)轉(zhuǎn)換為保持態(tài)。此后，繼續(xù)考察后面的同步位置上接收碼組自相關(guān)值是否仍然等于門限值。當系統(tǒng)失去同步時，自相關(guān)值立即下降。所以為了保護同步狀態(tài)不易被噪聲等干擾打斷，在保持狀態(tài)時要降低對自相關(guān)值的要求。程序流程如圖(12)所示。

圖12 群同步碼檢測流程

4 實驗結(jié)果與分析

為了進一步驗證前兩章設(shè)計的基于無線供電的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)能否實現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸功能，搭建相應(yīng)的硬件電路，進行相關(guān)測試。

按照第2節(jié)中設(shè)計方案連接上行通信測試電路。磁耦合線圈部分使用手工纏繞在鐵芯上的漆包線制成，經(jīng)測量，自感65 μH,互感60 μH。圖13是示波器測量的逆變器輸出波形，圖14是經(jīng)過磁耦合線圈無線傳輸后用ELVIS Ⅱ在接收端功率電阻兩端采集的信號波形，以bin文件格式保存。在MATLAB中使用fread()函數(shù)讀取bin文件，將采樣值存為數(shù)組，用awgn()函數(shù)添加白噪聲，之后進行包絡(luò)檢波，得到的包絡(luò)波形如圖15所示。

圖13 逆變器輸出波形

圖14 采集信號波形

圖15 SNR =0 dB時包絡(luò)波形

接下來對抽樣判決得到的二進制碼元按照第3節(jié)中所述的方法進行群同步捕捉和糾錯，解碼，并計算不同條件下的誤碼率，最終結(jié)果如表(2)所示。在0 dB信噪比下，加入糾錯算法后可實現(xiàn)穩(wěn)定0誤碼率數(shù)據(jù)傳輸，-2 dB信噪比下多次實驗平均誤碼率為3.3%，-2.5 dB信噪比下多次實驗平均誤碼率為13%。

表2 不同信噪比條件下多次實驗測得誤碼率

5 結(jié)束語

本文針對水下航行器無線充電的應(yīng)用背景，在現(xiàn)有無線供電理論基礎(chǔ)上，設(shè)計了基于無線供電的上下行數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，用dsPIC30F401作為主控芯片，通過軟件方式實現(xiàn)通信信號調(diào)制與解調(diào)，在未增加額外通信信號傳送通道的條件下，實現(xiàn)了能量與信息的同步傳輸，并分析了系統(tǒng)參數(shù)對能量傳輸速率，效率等性能指標的影響，對參數(shù)進行優(yōu)化。搭建了相應(yīng)的硬件實驗平臺，對系統(tǒng)的可行性進行了驗證。在水下近距離條件下可以實現(xiàn)0誤碼率通信。