陳茹萌, 張云華,*, 陳鵬烽, 陳海濤, 朱國強

(1.武漢大學(xué)電子信息學(xué)院, 湖北 武漢 430072; 2.中國船舶重工集團公司第722研究所, 湖北 武漢 430205)

0 引 言

方向回溯天線系統(tǒng)具有低成本、高增益、快速自跟蹤能力等特點,在現(xiàn)代移動通信等領(lǐng)域中有著廣泛的應(yīng)用前景[1-8]。相位共軛技術(shù)是實現(xiàn)方向回溯天線波束自跟蹤關(guān)鍵技術(shù)[9-16]。傳統(tǒng)的相位共軛電路往往采用混頻方式實現(xiàn)對入射導(dǎo)頻的相位共軛,并將其發(fā)射,實現(xiàn)簡單的回溯功能[17],當(dāng)需要進行信息傳遞時,傳統(tǒng)相位共軛電路受到了限制。近年來,有學(xué)者提出了鎖相環(huán)混頻結(jié)構(gòu)的相位共軛電路,將相位調(diào)制的來波信號中的數(shù)據(jù)信息與載波分離,實現(xiàn)了相位共軛電路的雙工通信能力[18-23],然而該方法具有較高的電路復(fù)雜性和成本。也有學(xué)者采用在發(fā)射數(shù)據(jù)信號同時加入導(dǎo)頻信號,在接收端利用導(dǎo)頻信號進行回溯[24]。

為進一步融合方向回溯天線系統(tǒng)與通信系統(tǒng),發(fā)展具有全雙工通信能力的方向回溯天線,本文介紹了一種新的可用于雙工通信的相位共軛電路結(jié)構(gòu)。該電路在確保相位共軛功能的同時具有直接對來波信號進行解調(diào)輸出的能力,無需額外的解調(diào)模塊,降低了接收電路的復(fù)雜度。相位共軛電路需要從接收的來波信號中提取載波并對其進行相位共軛,達到自跟蹤的目的。本文將利用Costas環(huán)法直接從接收的已調(diào)信號中提取載波進行回溯,無需額外導(dǎo)頻信號需求,節(jié)省了頻譜資源。

1 Costas環(huán)相位共軛電路

Costas環(huán)作為傳統(tǒng)載波恢復(fù)和信號解調(diào)的鎖相環(huán)電路,在環(huán)路鎖定之后,可直接獲得解調(diào)信息和與之分離的載波信號[25-27]。鑒于此,將Costas環(huán)的獨特性能與外差混頻結(jié)構(gòu)結(jié)合,設(shè)計一種新的相位共軛電路。通過仿真實驗驗證了電路具有不同解調(diào)載噪比條件下的四相相移鍵控(quadrature phase shift keying，QPSK)信號的數(shù)據(jù)信息解調(diào)和恢復(fù)相干載波的能力,同時實現(xiàn)對各射頻通道載波入射波前相位進行相位共軛,使電路具備方向回溯能力[28]。

Costas環(huán)結(jié)構(gòu)由混頻器、低通濾波器(lowpass filter,LPF)、鑒相器(phase detector,PD)、環(huán)路濾波器(loop filter,LF)和壓控振蕩器(voltage controlled oscillator,VCO)組成。改進的Costas環(huán)電路首先將VCO的輸出信號分成正交的兩路信號分別與來波信號混頻,并將兩路下邊帶信號送到PD和LF獲得環(huán)路控制電壓來控制VCO的輸出頻率[29]。環(huán)路鎖定后,VCO的輸出即為恢復(fù)的載波,將恢復(fù)的載波與后級外差混頻結(jié)構(gòu)的本振信號混頻,得到相位共軛的回溯信號。圖1給出了該相位共軛電路的原理框圖。

圖1 改進的Costas環(huán)相位共軛電路

設(shè)第i個射頻通道輸入的信號為

sQPSK(t)=DI(t)sin(ωRFt+φi)+DQ(t)cos(ωRFt+φi)

(1)

式中:DI(t)、DQ(t)為QPSK調(diào)制過程中的兩路正交信號;φi為第i個射頻通道由于天線位置不同所產(chǎn)生的空間相位。

a點的壓控振蕩器信號為

ua(t)=cos(ωRFt+φx)

(2)

b點的壓控振蕩器信號為

ub(t)=-sin(ωRFt+φx)

(3)

混頻信號經(jīng)過低通濾波后得到:

(4)

(5)

式中：Δφ=φi-φx。

經(jīng)過平方和相減后得到信號u3(t):

(6)

再將u1(t)、u2(t)與u3(t)三路信號相乘得到LF輸入信號:

(7)

考慮到當(dāng)Δφ很小時,sin Δφ≈Δφ,則upd(t)≈-1/8Δφ。電壓upd(t)經(jīng)過環(huán)路濾波器控制壓控振蕩器的輸出電壓頻率和相位,當(dāng)upd(t)→0,壓控振蕩器的輸出電壓ua(t)就是Costas環(huán)提取的剔除了調(diào)制信息的載波信號:

ua(t)=cos(ωRFt+φi)

(8)

將提取到的同步載波信號與本振信號進行相位共軛。首先利用一個低本振信號LO1下變頻到中頻信號IF:

SIF(t)=A1cos((ωRF-ωLO1)t+φi)=A1cos(ωIFt+φi)

(9)

然后中頻信號再由高本振信號LO2上變頻到射頻RF′,就可以得到具有共軛相位的發(fā)射載波信號：

Sout(t)=A2cos((ωLO2+ωLO1-ωRF)t-φi)=

A2cos(ωRF′t-φi)

(10)

上述基于改進Costas環(huán)的相位共軛電路能直接從已調(diào)信號(例如QPSK信號)中提取載波并實現(xiàn)相位共軛,即實現(xiàn)發(fā)射波束的方向回溯,該過程無需額外的導(dǎo)頻資源;該相位共軛電路可同時實現(xiàn)信號解調(diào)與載波恢復(fù)的功能,無需額外復(fù)雜的信號解調(diào)電路,從而實現(xiàn)雙工通信。

2 電路仿真設(shè)計

為了驗證基于Costas環(huán)的相位共軛電路的方向回溯能力,本文采用兩天線陣列來進行電路仿真驗證。圖2給出兩射頻通道Costas環(huán)相位共軛電路仿真模型。

圖2 兩射頻通道基于Costas環(huán)的相位共軛電路仿真

其中,基帶二進制序列比特率為10 Mb/s,采用QPSK調(diào)制方式,載波頻率為1.5 GHz。第二射頻通道的入射信號相位超前第一射頻通道的入射信號相位45°,設(shè)置來波信號載噪比范圍為-11～10 dB,兩個射頻通道輸入信號波形如圖3所示。各射頻通道的低通濾波器為6階無限長沖激響應(yīng)(infinite impulse response，IIR)數(shù)字濾波器,通帶為0.5 GHz,截止頻率2.5 GHz,截止幅度80 dB;LF為2階IIR數(shù)字濾波器,環(huán)路帶寬設(shè)置為5 MHz;采用兩次混頻方式,用于相位共軛的本振信號頻率分別為1.2 GHz、1.81 GHz,經(jīng)過帶通濾波器濾除干擾信號,獲得回溯信號頻率為1.51 GHz;采用初始相位正交的兩個VCO模擬其產(chǎn)生的兩路正交信號設(shè)定其中心頻率為1.5 GHz,通過調(diào)節(jié)VCO壓控靈敏度和環(huán)路濾波器的參數(shù)值來調(diào)節(jié)環(huán)路的穩(wěn)定性能,此處設(shè)置VCO壓控靈敏度設(shè)置為1 MHz/V。

圖3 兩射頻通道輸入信號波形圖

3 結(jié)果分析

3.1 解調(diào)信號同相疊加

兩射頻通道信號的解調(diào)與合并過程如圖4所示。當(dāng)環(huán)路鎖定時,每個射頻通道中Costas環(huán)兩條正交支路的低通濾波器的輸出端分別產(chǎn)生解調(diào)的兩路正交信號,對正交信號進行合并后就可以對兩路射頻通道信號進行同相疊加,再進行后續(xù)的簡單判決就可以得到解調(diào)后碼元信號。

圖4 雙射頻通道電路解調(diào)信號同相合成電路原理框圖

在該相位共軛電路中,各射頻通道從相應(yīng)天線端接收到的QPSK信號具有不同的相位(即φi,由天線位置引起的空間相位),因此各射頻通道信號不能直接采用最大比合并方式[30]提高接收信號的信噪比。

然而,該相位共軛電路在載波恢復(fù)的同時實現(xiàn)了調(diào)制信號解調(diào),且解調(diào)后各射頻通道所得到的基帶解調(diào)信號可以實現(xiàn)同相合并,提高解調(diào)信號質(zhì)量。這是由于不同射頻通道解調(diào)后的基帶信號具有極低時延,射頻頻率上產(chǎn)生的空間相位在基帶頻率下轉(zhuǎn)化為極低的時延,因此可將兩通道的解調(diào)信號進行同相合成,最后對疊加后的信號進行判決，從而提高信號恢復(fù)能力。圖5給出了單射頻通道解調(diào)輸出信號與發(fā)送的基帶信號對比,以及兩射頻通道的解調(diào)輸出合成結(jié)果。設(shè)置來波信號載噪比在-11～10 dB范圍內(nèi),當(dāng)載噪比較差情況下會出現(xiàn)少數(shù)誤碼情況。

圖5 Costas環(huán)電路解調(diào)結(jié)果

在每個射頻通道解調(diào)電路中,正交兩路支路解調(diào)碼元會有一定數(shù)量的延遲,因此需要去掉延遲部分再進行合并才不會影響解調(diào)輸出結(jié)果,解調(diào)的效果與鎖相性能有直接的聯(lián)系,當(dāng)環(huán)路控制電壓處于穩(wěn)定時,解調(diào)出來的數(shù)據(jù)才比較正確。

3.2 載波恢復(fù)

Costas環(huán)鎖定過程中,環(huán)路中的LF輸出端將產(chǎn)生調(diào)節(jié)VCO頻率的控制電壓,當(dāng)環(huán)路穩(wěn)定時,環(huán)路控制電壓趨于穩(wěn)定,此時,VCO的同相輸出端的輸出信號即為相干載波信號,如圖6所示為載波恢復(fù)結(jié)果。圖6(a)給出環(huán)路控制電壓的時域波形,環(huán)路波形在0 V附近抖動,即達到穩(wěn)定。圖6(b)分別給出了環(huán)路穩(wěn)定時入射信號的波形、初始載波信號、同相VCO的輸出信號波形,從中可以看到,同相VCO的輸出端與入射信號的載頻相位同步,即完成了相干載波提取。

圖6 Costas loop載波恢復(fù)結(jié)果

3.3 相位共軛

同步后的載波信號經(jīng)過后級與本振信號混頻后獲得的兩射頻通道回溯信號波形如圖7所示,相比于圖3的輸入信號波形,第二射頻通道回溯信號相位滯后第一射頻通道約45°,即實現(xiàn)相位共軛。由于該方法進行載波提取時存在0°、90°、180°的相位模糊,即平衡點相差存在不確定性,現(xiàn)有的解決相位模糊的方法不在載波同步部分實現(xiàn),而是在信道編解碼部分,主要有差分編碼方法和幀同步。這里采用的是對載波進行相位基準旋轉(zhuǎn)法來平衡相位模糊現(xiàn)象[31]。對于不同的相位差范圍VCO本地載波初始相位狀態(tài)不同,如表1所示。

圖7 兩射頻通道回溯信號波形圖

表1 不同相位差對應(yīng)的本地載波初始狀態(tài)

當(dāng)來波信號載噪比為10 dB時,仿真得到0°～180°角度下兩射頻通道相位共軛的結(jié)果如圖8所示,可以看到相位共軛誤差均在±1.4°范圍內(nèi)。設(shè)置來波載噪比范圍為-11～10 dB,再進行仿真測試,得到如圖9所示的最大相位共軛誤差情況,可以看到隨著載噪比的降低,相位共軛誤差開始增大,該電路在信噪比較差的情況下仍能保持較好的相位共軛精度。

圖8 0°～180°角度范圍下兩射頻通道相位共軛結(jié)果

Fig.9 不同載噪比情況下的最大相位共軛誤差

3.4 鎖相范圍

改變設(shè)定的VCO振蕩頻率和調(diào)制載波的頻率差,使得頻差選擇范圍為5 kHz、10 kHz、15 kHz、20 kHz,進行仿真實驗,電路仍能正確解調(diào)。然后不斷增大頻差,直到系統(tǒng)失鎖,無法正確解調(diào)信號。最后通過仿真結(jié)果可以得到,當(dāng)頻率差范圍在[-60 kHz,60 kHz]之間時(精度為1 kHz),該Costas環(huán)電路仍然能夠?qū)π盘栠M行正確解調(diào),這說明了該電路也可以在存在多普勒頻移的情況下正常工作。

4 結(jié) 論

本文提出了一種新的可用于雙工通信的相位共軛電路,將Costas環(huán)結(jié)構(gòu)與外差混頻結(jié)構(gòu)相結(jié)合實現(xiàn)電路的相位共軛性能和通信能力,結(jié)果表明,該電路具備如下幾個優(yōu)點。

(1)采用Costas鎖相環(huán)結(jié)構(gòu),無需額外的導(dǎo)頻信號,實現(xiàn)對復(fù)雜調(diào)相信號的載波提取和相位共軛的功能,達到雙工通信的目的。

(2)實現(xiàn)對QPSK相位調(diào)制的來波信號的直接解調(diào),并且具有較好的抗噪聲干擾性能。

(3)各通道解調(diào)信號相位相同,可以使各路解調(diào)輸出信號同相疊加,提高了解調(diào)信號的質(zhì)量。

(4)對于不同頻差時的仿真結(jié)果,鎖相范圍為[-60 kHz,60 kHz],鎖相精度1 kHz。此時的鎖相環(huán)仍能夠滿足大部分解調(diào)需求,仍能夠進行正確解調(diào),因此該電路也可以在存在多普勒頻移的情況下正常工作。

同時,電路中各個通道的接收端互不影響,提高了電路的容錯率。綜上可得,該電路方案在一定程度上促進了方向回溯天線系統(tǒng)與現(xiàn)代通信系統(tǒng)結(jié)合。