趙林軍 張海林 劉乃安

①(陜西理工大學(xué)物電學(xué)院 漢中 723000)

②(西安電子科技大學(xué)通信工程學(xué)院 西安 710071)

1 引言

由香農(nóng)信道容量定理[1]可知，無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率與該系統(tǒng)的帶寬成正比。面對(duì)未來(lái)超大容量數(shù)據(jù)傳輸需要，即使應(yīng)用了多天線(xiàn)等頻譜增強(qiáng)等技術(shù)[2,3]，傳統(tǒng)的平面電磁波通信技術(shù)面臨頻譜資源枯竭的窘境。在太赫茲的應(yīng)用中，人們發(fā)現(xiàn)該技術(shù)也面臨著環(huán)境風(fēng)險(xiǎn)與其器件的制造等問(wèn)題[4-6]。在此背景下，人們?cè)噲D利用電磁波的軌道角動(dòng)量(Orbital Angular Momentum, OAM)攜帶信息實(shí)現(xiàn)大容量傳輸。

根據(jù)電磁動(dòng)力學(xué)知識(shí)[7,8]，電磁波的軌道角動(dòng)量是其角動(dòng)量的一部分。研究表明，攜帶OAM的電磁波的波印廷矢量軌跡是一條圍繞其波束方向的螺旋曲線(xiàn)，從而影響其波前呈渦旋狀。因此，具有OAM的電磁波的波前場(chǎng)分布具有與其拓?fù)浜?(俗稱(chēng)模態(tài))相關(guān)的特殊“極化紋理”。目前，學(xué)界將OAM驅(qū)使的電磁波稱(chēng)為渦旋電磁波。

電磁波攜帶的OAM首先在光學(xué)中被發(fā)現(xiàn)與應(yīng)用[9]。直到2007年，文獻(xiàn)[10]將其引入無(wú)線(xiàn)射頻領(lǐng)域。與平面電磁波無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)[11-13]發(fā)展相比較，渦旋電磁波通信技術(shù)的應(yīng)用研究時(shí)間短[14,15]，尚有其傳播機(jī)理與MIMO結(jié)合等科學(xué)或工程問(wèn)題有待解決。

本文從7個(gè)方面總結(jié)了有關(guān)渦旋電磁波在無(wú)線(xiàn)通信領(lǐng)域的研究成果，給出渦旋電磁波傳播機(jī)理與收發(fā)等問(wèn)題的解決途徑或方法，以促使該技術(shù)的發(fā)展。

本文后續(xù)章節(jié)的安排如下：第2節(jié)論述了電磁場(chǎng)(波)的動(dòng)量理論；第3節(jié)論述了軌道角動(dòng)量與模態(tài)?的邏輯關(guān)系；第4節(jié)論述了定性分析渦旋電磁波的傳播特性；第5節(jié)論述了渦旋電磁波在無(wú)線(xiàn)射頻領(lǐng)域中的應(yīng)用；第6節(jié)渦旋電磁波與 MIMO 的兼容性研究；第7節(jié)論述了渦旋電磁波無(wú)線(xiàn)通信演示驗(yàn)證；第8節(jié)為結(jié)論。

2 電磁場(chǎng)(波)的動(dòng)量理論

2.1 電磁場(chǎng)(波)的動(dòng)量

采用分離變量方法[16]可由式 (1) 所示的達(dá)朗貝爾(d’Alembert)方程[17]，

確定電磁波的矢量勢(shì)A與其標(biāo)量勢(shì)?。

由洛倫茲(Lorentz )規(guī)范，可確定介質(zhì)中電磁波的電場(chǎng)強(qiáng)度矢量E與磁場(chǎng)強(qiáng)度矢量H，

式(1)與式(2)中，?為矢量微分運(yùn)算子；jd為天線(xiàn)陣子的激勵(lì)電流密度，ρ為電荷密度；ε為傳播介質(zhì)的電介常數(shù)，μ為傳播介質(zhì)的磁介常數(shù)。

根據(jù)文獻(xiàn)[18]，可確定電磁波的動(dòng)量體密度如式(3)所示，

其中，P為電磁波的坡印廷矢量，κ為介質(zhì)中電磁波的傳播速度?？梢?jiàn)，均勻介質(zhì)中，電磁波的動(dòng)量體密度g與電磁波的坡印廷矢量P是同向的[8,19]。

對(duì)式(3)兩邊關(guān)于時(shí)間求導(dǎo)數(shù)，如式 (4)所示，

其中，第1個(gè)[·]項(xiàng)定義了電磁波的動(dòng)量密度流，第2個(gè)[·]項(xiàng)定義了空間電荷所受電磁力的密度，物理學(xué)上將這種作用力稱(chēng)為功率密度[19]。顯然，在無(wú)帶電體空間，式 (4)可簡(jiǎn)化為

可見(jiàn)，電磁波的動(dòng)量密度流具有力(密度)的物理屬性。

2.2 電磁波的角動(dòng)量

由文獻(xiàn)[20]可知，漩渦狀的龍卷風(fēng)中具有“軸向”運(yùn)動(dòng)特性，其中水霧的運(yùn)動(dòng)就是其攜帶的角動(dòng)量所致。為了便于理解，不妨以圖1所示的質(zhì)點(diǎn)系進(jìn)一步說(shuō)明運(yùn)動(dòng)物質(zhì)的角動(dòng)量的功能。設(shè)圖1中質(zhì)點(diǎn)1、質(zhì)點(diǎn)2與質(zhì)點(diǎn)3的質(zhì)量分別為m1,m2與m3，它們各自的運(yùn)動(dòng)速度為v1,v2與v3，建立以觀測(cè)點(diǎn)O為原點(diǎn)的2維坐標(biāo)系，質(zhì)點(diǎn)系的質(zhì)心c有運(yùn)動(dòng)速度vc，則該質(zhì)點(diǎn)系的總角動(dòng)量[21]為

圖1 攜帶角動(dòng)量的質(zhì)點(diǎn)系[21]

其中，L為軌道角動(dòng)量，S為自旋角動(dòng)量。

式(6)說(shuō)明質(zhì)點(diǎn)(系)的動(dòng)量是其角動(dòng)量存在的前提；角動(dòng)量中的自旋角動(dòng)量S分量不以觀測(cè)點(diǎn)O的位置變化而變化，因此S具有內(nèi)稟性；角動(dòng)量中的軌道角動(dòng)量分量還取決于觀察點(diǎn)O的位置，即由觀察點(diǎn)O確定的徑矢rc方向與大小。顯然。式(6)中的軌道角動(dòng)量L不恒為0時(shí)，則圖1中的質(zhì)心c相對(duì)觀察點(diǎn)O有一條運(yùn)動(dòng)曲線(xiàn)，換句話(huà)說(shuō)，軌道角動(dòng)量L決定了質(zhì)心c的運(yùn)動(dòng)軌跡。

現(xiàn)在以圖2所示的電基本陣子輻射波為例研究電磁波的角動(dòng)量的作用。參照?qǐng)D1所述的質(zhì)心c，圖2中電磁波波束的“質(zhì)軸”可為電磁波波束傳播方向(坡印廷矢量P的指向)為軸。

圖2中點(diǎn)a有磁場(chǎng)矢量Ha、電場(chǎng)矢量Ea，由式(3)可確定a點(diǎn)的動(dòng)量密度為ga。若以點(diǎn)c為觀測(cè)點(diǎn)存在徑矢rac，則可確定其角動(dòng)量體密度[22,23]為

不失一般性，式(7)的徑矢rac可記為r,Ha記為H,Ea記為E。在體積V內(nèi)對(duì)式(7)計(jì)算體積分，可得體積V內(nèi)的電磁波攜帶的總角動(dòng)量為

顯然，平面電磁波遠(yuǎn)場(chǎng)時(shí), 由于徑矢ra與a點(diǎn)的坡印廷矢量Pa同向，因此J≡0，但角動(dòng)量體密度ga不恒為0。那么，平面電磁波波束的“質(zhì)軸”是怎樣變化的呢？這就需要進(jìn)一步考察其軌道角動(dòng)量。

2.3 電磁波的軌道角動(dòng)量

顯然，圖2中以c點(diǎn)看a點(diǎn)電磁波，其角動(dòng)量密度ja不 恒為0。因此，可由文獻(xiàn)[9]知a點(diǎn)處的電磁波波束的波前是非平面的。

圖2 電基本陣子角動(dòng)量密度矢量示意圖[21]

文獻(xiàn)[24]認(rèn)為攜帶OAM的電磁波的坡印廷矢量P是沿波束方向Z軸呈現(xiàn)螺旋狀的，如圖3所示。

圖3 攜有OAM電磁波坡印廷矢量軌跡及其波前結(jié)構(gòu)示意[24]

因此，渦旋電磁波的波前電場(chǎng)矢量分布是圍繞其傳播軸的旋渦狀分布，如圖4所示，其中圖4(a)說(shuō)明了渦旋電磁波的波前電場(chǎng)強(qiáng)度矢量E圍繞傳播方向具有特殊的“極化紋理”分布；圖4(b) 又說(shuō)明渦旋電磁波的波前“極化紋理”是可以沿傳播軸向傳播的。學(xué)界將渦旋電磁波的波前場(chǎng)矢量[9,26]建模為

圖4 渦旋電磁波波前電場(chǎng)相位示意圖

其中，s˙(t)為復(fù)數(shù)振幅；ω為載頻頻率；?為渦旋電磁波的模態(tài)，φ是圍繞波束傳播方向的方位角。

從信號(hào)的角度分析式(9)，渦旋波信號(hào)的數(shù)學(xué)模型比普通信號(hào)模型多了一個(gè)與OAM模態(tài)?相關(guān)的傅里葉旋轉(zhuǎn)因子 ej?φ。 顯然，因子ej?φ具有不同模態(tài)?關(guān)于方位角φ的正交性特性，這就預(yù)示了不同模態(tài)渦旋電磁波信號(hào)具有共享信道傳輸?shù)哪芰25,27]。同時(shí)，當(dāng)?=0時(shí)，式(9)退化為普通的平面波信號(hào)，這也說(shuō)明平面電磁波是渦旋電磁波的一個(gè)特例。

3 軌道角動(dòng)量與其模態(tài)的關(guān)系

柱坐標(biāo)下，文獻(xiàn)[28]對(duì)極化矢量勢(shì)為A=u(x,y,z)ejkz ·ex(ex為x軸的單位向量)，電磁波的動(dòng)量密度g建模為

其中，?為柱坐標(biāo)系下的矢量微分算子，ω為信號(hào)的載頻，k為波數(shù)，α=+1表 示右旋圓極化，α=?1為左旋圓極化，α=0 為線(xiàn)極化，ez與eφ分別為柱坐標(biāo)系下Z軸與?軸的單位矢量。

柱坐標(biāo)下，由徑矢r=(r,0,φ)可確定該電磁波的動(dòng)量體密度gφ對(duì)其軌道角動(dòng)量密度Lz是有貢獻(xiàn)的，在柱坐標(biāo)下，Lz的大小為

其中g(shù)φ表 示取式(10)的?軸的分量取值。

對(duì)于渦旋電磁波，其電場(chǎng)強(qiáng)度矢量E與磁場(chǎng)強(qiáng)度矢量H均含ej?φ因子[29]。因此渦旋電磁波的動(dòng)量體密度g必然含有模態(tài)?信息。經(jīng)推演，在文獻(xiàn)[28]基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[29]對(duì)模態(tài)為?的渦旋電磁波的軌道角動(dòng)量密度Lz的大小建模為

其中α=+1表 示右旋，α=?1為左旋。

分析式(12)，有如下結(jié)論：

(1) 相同模的矢量勢(shì)A，不同模態(tài)?渦旋電磁波沿其傳播軸向z的軌道角動(dòng)量lz大小不同；

(2) 由矢量的運(yùn)算規(guī)則，波印廷矢量的Pr分量對(duì)渦旋電磁波的(軌道)角動(dòng)量密度Lz是有貢獻(xiàn)的。當(dāng)模態(tài)?越大時(shí)，可以確定Pr越大，意味著該模態(tài)的波束具有較大的開(kāi)口；

(3) 與波印廷矢量的Pr分量相對(duì)應(yīng)的電場(chǎng)量因可由圓錐金屬板可其反射，因此使用一定立體角的圓錐金屬板可以以實(shí)現(xiàn)對(duì)渦旋電磁波波束的匯聚。結(jié)合結(jié)論(2)，單一的波束匯聚方法難以對(duì)模態(tài)復(fù)用渦旋電磁波波束的實(shí)現(xiàn)一致性匯聚。

上述結(jié)論可由文獻(xiàn)[30,31]間接佐證。

4 渦旋電磁波的傳播特性

開(kāi)放介質(zhì)中渦旋電磁波的傳播也必然存在反射、折射以及散射等現(xiàn)象。目前，無(wú)線(xiàn)射頻波段關(guān)于渦旋電磁波的傳播特性的研究成果報(bào)道的較少，借助平面電磁波的傳播特性[32]，定性分析渦旋電磁波在分層介質(zhì)與大氣湍流中的傳播特性，不失為一個(gè)捷徑。

4.1 渦旋電磁波在分層介質(zhì)的傳播特性

4.2 渦旋電磁波在湍流介質(zhì)中的傳播特性

渦旋電磁波在大氣介質(zhì)中傳播時(shí)必然存在大氣湍流的散射[34]。由于無(wú)線(xiàn)射頻信號(hào)的波長(zhǎng)較大，相同尺寸的大氣湍流對(duì)無(wú)線(xiàn)射頻信號(hào)模態(tài)的影響小于對(duì)光信號(hào)模態(tài)的影響[35]。盡管如此，湍流尺寸的變化對(duì)不同波長(zhǎng)信號(hào)的影響[36]，要求渦旋電磁波通信系統(tǒng)必須對(duì)波束需進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)[37,38]。目前，關(guān)于大氣湍流對(duì)渦旋電磁波的影響以及渦旋電磁波波束優(yōu)化設(shè)計(jì)的研究成果較少。

5 渦旋電磁波在無(wú)線(xiàn)射頻領(lǐng)域中的應(yīng)用

學(xué)界已經(jīng)對(duì)渦旋電磁波通信信道容量提升[39]能力、用戶(hù)信息的隔離[40]能力以及基于模態(tài)正交接入[41]的組網(wǎng)等進(jìn)行了初步探索?，F(xiàn)主要成果主要集中在渦旋電磁波產(chǎn)生、模態(tài)分離以及渦旋電磁波與MIMO的兼容3個(gè)方面。

5.1 渦旋電磁波的產(chǎn)生OAM波

5.1.1 波束移相法

在無(wú)線(xiàn)射頻領(lǐng)域，波束移相法主要是通過(guò)調(diào)控平面電磁波波束不同區(qū)域相位實(shí)現(xiàn)渦旋電磁波波束的。理論上，這類(lèi)渦旋電磁波的波印廷矢量的Pr分量、Pφ分量與Pz分量均存在，因此它屬于“立體”的。

基于波束移相的渦旋電磁波的產(chǎn)生方法主要包括：螺旋反射面[42]、螺旋相位板[43]、人工電磁材料反射面[44]、人工電磁材料透鏡[45]等方法，如圖5所示。從通信角度來(lái)看，這類(lèi)渦旋電磁波的產(chǎn)生方法的缺點(diǎn)主要有：調(diào)制信息的加載方式不夠靈活、波束方向的調(diào)控不便，同一天線(xiàn)難以實(shí)現(xiàn)模態(tài)復(fù)用或模態(tài)子集復(fù)用，當(dāng)信號(hào)波長(zhǎng)較長(zhǎng)時(shí)對(duì)天線(xiàn)尺寸的要求較大，不便于其移動(dòng)等。

圖5 波束移相法產(chǎn)生渦旋電磁波示意圖

5.1.2 信號(hào)域移相法

該方法通過(guò)對(duì)信號(hào)附加移相因子，并將移相后的信號(hào)作為均勻圓陣列(Uniform Circular Array,UCA) 陣元的激勵(lì)，利用各陣元波束的空間疊加實(shí)現(xiàn)渦旋電磁波波束[25]。

目前，對(duì)UCA陣元激勵(lì)附加相位的方法主要有射頻域信號(hào)移相方法與基帶域信號(hào)移相方法。其中，射頻域信號(hào)移相多采用Butler移相饋電網(wǎng)絡(luò)[46]或Rotman透鏡[47]實(shí)現(xiàn)，如圖6所示。

圖6 射頻域信號(hào)移相饋電網(wǎng)絡(luò)示意圖

與射頻域信號(hào)移相電路網(wǎng)路復(fù)雜相比，在基帶域易于實(shí)現(xiàn)信號(hào)的移相。研究表明，在基帶域通過(guò)傅里葉相位序列[48]可產(chǎn)生模態(tài)復(fù)用渦旋電波波束。由于UCA陣列產(chǎn)生的渦旋電磁波的波印廷矢量中沒(méi)有Pz分量，因此該波束屬于“平面”的[49]。值得研究的是，將傅里葉相位序列改為Zadoff-chu序列[50]，可由UCA陣列產(chǎn)生另一種非中空的渦旋電磁波波束，相比之下，該波束更適合較遠(yuǎn)距離傳播。

5.1.3 其它方法

包括圓環(huán)行波天線(xiàn)[51]與金屬環(huán)開(kāi)槽天線(xiàn)[52]。如圖7所示圓環(huán)行波天線(xiàn)渦旋電磁波產(chǎn)生方法，對(duì)天線(xiàn)激勵(lì)信號(hào)附加與模態(tài)相關(guān)的連續(xù)相位I0e?j?φ實(shí)現(xiàn)不便，目前多見(jiàn)于微波波段使用。

圖7 射頻域信號(hào)移相饋電網(wǎng)絡(luò)示意圖[52]

5.2 渦旋電磁波的接收

5.2.1 部分方位角采樣接收的梯度檢測(cè)方法

部分方位角采樣接收的梯度檢測(cè)方法[25,52]的基本的原理如圖8所示。

圖8所示的部分方位角采樣接收的梯度檢測(cè)方法是通過(guò)波束孔徑上兩個(gè)采樣接收點(diǎn)的響應(yīng)存在的相位差 ??， 由??=?φ/β對(duì)渦旋電磁波攜帶的模態(tài)信息進(jìn)行估計(jì)。該接收方法不支持渦旋電磁波的振幅、相位與頻率均攜帶信息，不支持模態(tài)復(fù)用。

圖8 相位梯度檢測(cè)方法示意[25]

5.2.2 部分方位角采樣接收的模態(tài)正交分離方法

部分方位角采樣接收的模態(tài)正交分離方法[53]如圖9所示。

圖9 部分方位角接收示意圖[53]

部分方位角接收的模態(tài)正交分離方法的數(shù)學(xué)模型為

顯然，當(dāng)(?1??2)可 被n整除時(shí)，將不能對(duì)信號(hào)模態(tài)信息實(shí)現(xiàn)正確分離。

5.2.3 全方位角采樣接收的能量檢測(cè)方法

全方位角采樣接收如圖10所示[54,55]。該方法首先對(duì)陣元接收的響應(yīng){y0,y1,...,yN?1}做關(guān)于模態(tài)?i的 FFT變換，得到，再由式(14)對(duì)模態(tài)信息進(jìn)行估計(jì)。

圖10 全方位角采樣接收方法示意圖[54]

顯然，全方位角采樣接收是適合UCA陣列的，但能量檢測(cè)卻限制了渦旋波信號(hào)的振幅、頻率與相位“3個(gè)維度”攜帶調(diào)制信息。

5.2.4 其它方法

包括光波段的螺旋介質(zhì)透鏡實(shí)現(xiàn)的電磁波模態(tài)方法[56]與全息干涉方法[57]。由于這兩種渦旋電磁波信號(hào)傳遞方法中螺旋介質(zhì)透鏡的尺寸或干涉圖樣的尺寸與信號(hào)的波長(zhǎng)呈正比，因此在無(wú)線(xiàn)射頻領(lǐng)域鮮有應(yīng)用。

綜上所述，無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)使用UCA陣列實(shí)現(xiàn)渦旋電磁波信號(hào)傳輸是可行的、便捷的。但遠(yuǎn)距離、非理想信道下渦旋電磁波信號(hào)的傳輸需解決信道衰落與波束匯聚等問(wèn)題[58-60]。

6 渦旋電磁波與 MIMO 的兼容性研究

2011年，文獻(xiàn)[56,61]報(bào)道了UCA陣列的OAM MIMO系統(tǒng)是單輸入單輸出(Single Input Single Output, SISO)通信系統(tǒng)的一種自然應(yīng)用。該結(jié)論很快在學(xué)界引起爭(zhēng)議，究其原因文獻(xiàn)[56,61]沒(méi)有認(rèn)識(shí)到渦旋電磁波波前具有的特殊“極化紋理”，因此，該研究中所用信道矩陣并未充分反映渦旋電磁波信號(hào)的傳輸信道。

2015年，文獻(xiàn)[62]以螺旋反射面天線(xiàn)[41]構(gòu)建了空分復(fù)用渦旋波OAM MIMO室外演示系統(tǒng)驗(yàn)證，如圖11所示。同年，文獻(xiàn)[63]對(duì)螺旋反射面天線(xiàn)的圓周布局視距傳播條件下的OAM MIMO的信道容量進(jìn)行了仿真。

圖11 3個(gè)OAM復(fù)用的MIMO鏈路示意圖[62]

2018 年，文獻(xiàn)[64]研究了UCA分形嵌套陣列的模態(tài)(子)集復(fù)用OAM MIMO無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)架構(gòu)，并在視距 (Line Of Sight, LOS) 傳播條件下對(duì)信號(hào)產(chǎn)生、接收與模態(tài)并行分離進(jìn)行了建模。

2019年，文獻(xiàn)[65]以同心UCA陣列，如圖12所示，研究了5模態(tài)復(fù)用時(shí)OAM MIMO系統(tǒng)的誤碼率。

圖12 同心圓嵌套時(shí)的模態(tài)復(fù)用OAM MIMO系統(tǒng)示意圖[65]

7 渦旋電磁波無(wú)線(xiàn)通信的實(shí)現(xiàn)驗(yàn)證研究

7.1 光領(lǐng)域的實(shí)踐研究

渦旋光通信按照信號(hào)傳播介質(zhì)不同，可分3個(gè)應(yīng)用場(chǎng)景：

(1) 以光纖為代表的恒定介質(zhì)[66]，該場(chǎng)景中多使用了介質(zhì)透鏡實(shí)現(xiàn)OAM模式的轉(zhuǎn)換進(jìn)行信息傳遞的，如圖13所示。

圖13 OAM光通信方案示意圖[66]

(3) 水下渦旋光通信。2016年，文獻(xiàn)[71]報(bào)道了2模態(tài)(?=?8,+8)渦旋光水下演示驗(yàn)證系統(tǒng)，其通信鏈路總長(zhǎng)2.9 6 m，數(shù)據(jù)總傳輸速率為3 Gbit/s(1.5 Gbit/s/Channel)，模態(tài)復(fù)用下各信道的平均誤碼率小于2.073×10?4。

7.2 無(wú)線(xiàn)射頻領(lǐng)域的實(shí)踐

2007年，文獻(xiàn)[10]基于UCA天線(xiàn)在千兆赫茲頻段仿真了渦旋電磁波波信號(hào)的產(chǎn)生。

2009年，文獻(xiàn)[35]采用全息相位板在千兆赫茲頻段產(chǎn)生渦旋電磁波實(shí)現(xiàn)了速率為的未壓縮視頻數(shù)據(jù)傳輸，研究了利用渦旋電磁波的可以實(shí)現(xiàn)通信系統(tǒng)的大容量傳輸。

2014年，文獻(xiàn)[72]在28 GHz毫米波頻段基于4模態(tài)(?=?3,?1,+1,+3)復(fù)用與正交線(xiàn)偏振結(jié)合技術(shù)在 2.5m距離大氣介質(zhì)中實(shí)現(xiàn)了總數(shù)據(jù)傳輸速率32 Gbit/s的渦旋電磁波無(wú)線(xiàn)演示系統(tǒng)。該系統(tǒng)采用16QAM/Channel調(diào)制，調(diào)制符號(hào)傳輸速率為1.0 Gbaud/s/CHannel，實(shí)測(cè)各信道的平均誤碼率均低于3.8×10?3。

2016年，文獻(xiàn)[73]在60 GHz毫米波頻段基于螺旋相位板實(shí)現(xiàn)了2模態(tài)(?=+1,+3)與兩極化方式復(fù)用的渦旋電磁波數(shù)據(jù)傳輸實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)。該系統(tǒng)使用了16QAM/Channel 調(diào)制且調(diào)制符號(hào)速率為20Gbaud/s/Channel，獲得了32 Gbit/s的等效數(shù)據(jù)傳輸速率，各信道測(cè)試平均誤碼率同樣不大于3.8×10?3。

對(duì)比文獻(xiàn)[72]與文獻(xiàn)[73]的研究成果后可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)系統(tǒng)的總數(shù)據(jù)傳輸速率不變時(shí)，改變渦旋電磁波模態(tài)復(fù)用增益N到 2N，則系統(tǒng)的頻帶消耗可由WHz縮小到W/2 Hz。若將其使用的電磁波替換為平面電磁波時(shí)，文獻(xiàn)[74]可知，文獻(xiàn)[72]所述系統(tǒng)的信道總數(shù)將由8個(gè)縮減到正交極化區(qū)分的2個(gè)；同樣，文獻(xiàn)[73]所述系統(tǒng)的信道總數(shù)也降到2個(gè)。在不考慮信道誤碼率變化前提下，文獻(xiàn)[73]與文獻(xiàn)[74]中所述系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率將分別降為8 Gbit/s與16 Gbit/s。

2015年，文獻(xiàn)[75]采用環(huán)形腔諧振器行波縫隙天線(xiàn)在設(shè)計(jì)了兩個(gè)不同的OAM信號(hào)同軸傳輸?shù)氖覂?nèi)演示驗(yàn)證系統(tǒng)如圖14所示。在該系統(tǒng)中，一路OAM 攜帶高清視頻信息，另一 OAM 攜帶方波信息。若模態(tài)復(fù)用數(shù)量增加，則文獻(xiàn)[75]實(shí)現(xiàn)的環(huán)形腔諧振器的行波縫隙天線(xiàn)及其附屬系統(tǒng)將變得較復(fù)雜。

圖14 雙模態(tài)無(wú)線(xiàn)室內(nèi)演示系統(tǒng)示意圖[75]

同年，文獻(xiàn)[76]報(bào)道了基于折疊反射陣列天線(xiàn)在Ka波段渦旋電磁波數(shù)據(jù)傳輸。該天線(xiàn)結(jié)構(gòu)具有縱向尺寸小、效率高等特點(diǎn)。由于天線(xiàn)反的體積和重量較大，降低了其可移動(dòng)性，且該方法并不能解決反射波束對(duì)饋源的固有影響。

2017 年，文獻(xiàn)[77]研究了UHF(Ultra High Frequency)波段渦旋電磁波能量傳遞問(wèn)題，并選載頻為870 MHz 通過(guò)交叉極子與一個(gè)不接觸的銅環(huán)構(gòu)建了一個(gè)渦旋電磁波能量傳遞系統(tǒng)。

2018 年，文獻(xiàn)[78]認(rèn)為基于OAM的模分復(fù)用(Mode Division Multiplexing, MDM ) 是LOS 路徑下無(wú)線(xiàn)通信的一種調(diào)制方案，理論分析了該方案具有誤碼率低的特點(diǎn)。

綜上所述，有：

(1) 光學(xué)領(lǐng)域?qū)AM的研究對(duì)無(wú)線(xiàn)射頻領(lǐng)域具有引領(lǐng)作用；

(2) OAM在無(wú)線(xiàn)射頻領(lǐng)域具有實(shí)現(xiàn)通信系統(tǒng)超大容量信息傳遞的潛能；

(3) 無(wú)線(xiàn)射頻領(lǐng)域，模態(tài)復(fù)用的渦旋電磁波信息傳遞需要靈巧化的信息加載與提取方法；

(4) 目前渦旋波模態(tài)復(fù)用信息傳遞系統(tǒng)的傳輸距離較短。

8 結(jié)束語(yǔ)

通過(guò)文中分析，渦旋電磁波的軌道角動(dòng)量使其波前呈現(xiàn)與其模態(tài)相關(guān)的“極化紋理”。通信領(lǐng)域，對(duì)渦旋波信號(hào)的識(shí)別與模態(tài)分離可從這個(gè)“極化紋理”著手。盡管渦旋電磁波的無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)取得了一些進(jìn)步，但是要實(shí)現(xiàn)OAM模態(tài)復(fù)用與無(wú)線(xiàn)MIMO系統(tǒng)的結(jié)合，尚需解決其信號(hào)分離、波束匯聚等諸多問(wèn)題。探索以Zadoof-chu為代表的多相序列產(chǎn)生的非經(jīng)典渦旋電磁波波束對(duì)無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)而言更具有意義。跟蹤并研究渦旋電磁波無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)具有科學(xué)意義與工程需要。