李國金,徐家富,南敬昌

(遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電子與信息學(xué)院,遼寧 葫蘆島 125105)

隨著科技的飛速發(fā)展以及技術(shù)需求的日益增加,無線通信系統(tǒng)的應(yīng)用也呈現(xiàn)爆炸式的增長,因而面臨的困難也越來越多。功率放大器作為發(fā)射機的核心器件,是無線通信系統(tǒng)中至關(guān)重要的一部分,因為通信距離的長短取決于功率放大器的輸出功率,電池的使用時間和消耗程度也由其效率決定。同時功率放大器的工作帶寬、增益和穩(wěn)定性等基本指標對無線通信系統(tǒng)性能的影響也十分顯著,所以針對功率放大器的研究與設(shè)計十分重要。功率放大器的效率在眾多指標中有著絕對的核心地位,提高效率旨在減少能源的消耗,并且分擔(dān)整體散熱的任務(wù),這樣可以大幅度地提高信號的傳輸質(zhì)量和占比以及滿足長時間的工作需求。

為了實現(xiàn)功率放大器高效率的目標,科學(xué)家們研究了各種效率增強技術(shù),如E 類、F 類、J 類等。在幾種增強效率的方法中,F 類和J 類的結(jié)構(gòu)和設(shè)計略微復(fù)雜。而E 類功率放大器的設(shè)計難度更小一點,同時效率也有穩(wěn)定的保障,在目前階段被視作提高功率放大器效率最好的方法之一。

由于E 類功率放大器結(jié)構(gòu)簡單、易于設(shè)計,并且擁有非常高的效率,實用性也很高,被大量應(yīng)用于車載電話、雷達、手機藍牙系統(tǒng)等。所以研究學(xué)者對此做了大量研究。文獻[1]設(shè)計的E 類功率放大器在5 GHz 下僅獲得了53.1%的功率附加效率,并且其輸出功率很低,只有21.2 dBm。文獻[2]設(shè)計的E 類功率放大器在2.2 GHz 得到了41.05 dBm 的輸出功率,但是功率附加效率也只有67.3%,且集總元件少,結(jié)構(gòu)靈活性較差,寄生效應(yīng)不明顯,設(shè)計比較容易。

本文設(shè)計了一款E 類功率放大器,在保證高效率和大功率輸出需求的同時,提高了靈活性。輸入輸出電路是設(shè)計的關(guān)鍵,直接關(guān)系到指標的好壞,E 類功放最初是采用集總參數(shù)匹配,即利用電容電感進行匹配。隨著更高頻率的需求,出現(xiàn)了微帶線匹配來代替電容電感匹配的方式。集總參數(shù)匹配在射頻和微波頻段的寄生效應(yīng)明顯,很難應(yīng)用在高頻段上,并且難以設(shè)計制作,而微帶線匹配數(shù)據(jù)準確,但靈活性較差,不易于后期參數(shù)調(diào)整。因此本文在設(shè)計輸入輸出匹配時,將電容和微帶線進行結(jié)合,在達到準確的匹配的基礎(chǔ)上又方便了電路的調(diào)試。

1 設(shè)計原理

具有并聯(lián)電容的E 類功率放大器最早是Sokal等[3]于1975 年提出來的,隨后Raab[4]研究開發(fā)出的E類功率放大器可以通過調(diào)整電壓和電流波形的瞬態(tài)響應(yīng)來提供高效率,以最小化開關(guān)情況下的能量損失,理論上可以達到的效率為100%,相比于其他類型的功放有著絕對的優(yōu)勢。

但是在實際設(shè)計中會受到晶體管的輸出電容Cout的限制[5-8],導(dǎo)致它的最大工作頻率一般在百兆赫茲左右,因此難以應(yīng)用于微波以及微波以上的頻率。當(dāng)E 類功率放大器正常工作時的頻率超過頻率上限時,Cout大于正常工作所需的并聯(lián)電容C,此時就會有一部分電容沒有被利用,即出現(xiàn)了所謂的過剩電容Cex。為了消除過剩電容對電路帶來的影響,研究者們進行了大量的實驗,研究出諸多不同的方法來補償過剩電容,例如引入電感器來補償過大的電容[1-2],以提升E 類功率放大器的最大工作頻率。本文將采用T 型L-C 網(wǎng)絡(luò)的方法來實現(xiàn)對過剩電容的補償。為了適用于微波應(yīng)用,L-C T 型電路可以近似地轉(zhuǎn)換為具有低復(fù)雜度的分布式電路。

E 類功率放大器工作原理如圖1 所示。它是由單個晶體管和負載匹配網(wǎng)絡(luò)組成,設(shè)計E 類功放的關(guān)鍵在于負載網(wǎng)絡(luò)的選取[9],其中電感L 和電容C 組成一個串聯(lián)諧振電路,用來濾除所有的諧波成分,使得流過該網(wǎng)絡(luò)的電流為正弦信號。C1為并聯(lián)接地電容,由實際接入的電容和晶體管的寄生電容兩部分組成,驅(qū)動電壓過驅(qū)動使得晶體管可以近似當(dāng)作通斷開關(guān)使用。漏極的電感L1的作用是給晶體管提供直流電流并阻止交流信號通過。R 為負載電阻。

圖1 E 類功率放大器原理Fig.1 Principle of class E power amplifier

R、L、C、C1和L1的數(shù)值可由以下公式求解[4]:

式中:ω是工作頻率;Q為品質(zhì)因數(shù),根據(jù)實際情況分析得到;Pout為晶體管輸出功率,是固定不變的;V是漏端電壓,可以進行微小的調(diào)整變化。R為輸出端的負載電阻,求解出來的R值可以代替負載牽引得到的負載阻抗,即輸出匹配是可直接將求解的R匹配到標準電阻50 Ω,而不必再進行負載牽引。

2 功放設(shè)計

近年來功率放大器的設(shè)計與研究不勝枚舉,然而在對功率和頻率的要求都比較高的時候常常采用的是GaN HEMT 器件,因為它的開關(guān)速度極快且封裝結(jié)構(gòu)有利于后期的焊接工作,所以被廣泛使用。本文選擇的CGH40010F 晶體管,它的運行電壓為28 V,Cout為1.5 pF,根據(jù)公式(1)和(3)可以得到,當(dāng)頻率為2.1 GHz 時,并聯(lián)電容C1為0.5 pF,因而Cex值為1 pF。因此在漏極偏置中加入如圖2 所示的T 型L-C 網(wǎng)絡(luò)替代傳統(tǒng)電感來補償過剩電容,以消除輸出電容對最大工作頻率的影響,為了適應(yīng)高頻段輸出,L-C T 型電路可以近似地轉(zhuǎn)換為分布式電路。

圖2 T 型L-C 網(wǎng)絡(luò)Fig.2 T-type L-C network

T 型L-C 網(wǎng)絡(luò)的電感L2和L3以及電容C2的參數(shù)值可由以下式子求解而得,其中有(ω <ω1<2ω)[8]:

本文在設(shè)計E 類功率放大器時,為了使晶體管能保持良好的工作狀態(tài),在偏置電路中各自加入去耦電容和高頻旁路電容,目的是讓信號短路,同時還有去掉直流電源高頻雜散的效果。在輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)前分別放置一個小容值的電容,用來阻擋直流信號流入輸入和輸出負載。如圖3 所示為E 類功放原理圖。

圖3 E 類功率放大器完整電路圖Fig.3 Complete circuit diagram of class E power amplifier

功放在GHz 頻段通常采用微帶線作匹配[10],這是由于在頻率較高時,電容和電感的寄生參數(shù)和插入損耗都非常大。為了避免不必要的損耗以及優(yōu)化一些基本的指標,一般在設(shè)計時會選擇利用傳輸線代替以上集總元件來進行仿真,這樣會使得仿真結(jié)果更接近真實效果,性能更好。在微波頻段時,串聯(lián)的電感元件完全可以等效于串聯(lián)的微帶線,而并聯(lián)電容可以等效于開路的短截線。一般在實際匹配時,可以先利用電容和電感進行匹配設(shè)計,然后在進行匹配電路仿真時要根據(jù)電容電感參數(shù)值轉(zhuǎn)換成對應(yīng)的傳輸線。為了增加電路的靈活性,保留了電容,只把電感等效成微帶線,這樣匹配既可以達到高頻率要求,又可以實現(xiàn)靈活的匹配。

輸入匹配電路由兩個參數(shù)值不同的L 型網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)成,將ADS 仿真得到的最佳源阻抗先匹配到一個過渡阻抗,再匹配到標準信號源阻抗50 Ω,這樣做是為了避免出現(xiàn)兩個阻抗值差距過大導(dǎo)致的匹配不利于后期實物的制作問題。匹配用電容和微帶線取代傳統(tǒng)的電容電感組成的L 型匹配網(wǎng)絡(luò),既保證了數(shù)據(jù)的準確性又實現(xiàn)了靈活調(diào)試的目標。柵極偏置線的電阻與R-C網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成了穩(wěn)定電路,可避免振蕩和自激現(xiàn)象,以保證功放正常工作。輸出端的電感和電容組成串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò),對基波短路并且對諧波開路以減少功率在諧波頻率的損耗,進而實現(xiàn)高效率大功率目標;輸出匹配網(wǎng)絡(luò)采用π 型網(wǎng)絡(luò),同樣利用電容和微帶線進行匹配,設(shè)計更加靈活,在設(shè)計時還可根據(jù)需要隨時調(diào)整匹配形式,實現(xiàn)更大的工作帶寬。設(shè)計的E 類功率放大器會受到非線性并聯(lián)輸出電容以及有限開關(guān)時間等非理想的因素和封裝參數(shù)的影響,導(dǎo)致偏離理想的最佳工作狀態(tài),在完成設(shè)計后可用ADS 軟件進行參數(shù)優(yōu)化。

3 仿真結(jié)果

利用ADS 軟件進行仿真。仿真的過程主要包括:直流特性分析、功放管的穩(wěn)定性分析、輸入輸出匹配設(shè)計、柵極漏極偏置電路的設(shè)計以及仿真、優(yōu)化。

根據(jù)直流特性分析選取晶體管靜態(tài)工作點的柵源電壓為-2.9 V,漏極供電為28 V,靜態(tài)工作電流為115 mA,這三個數(shù)值與DataSheet 給出的靜態(tài)工作點非常接近。然后進行穩(wěn)定性分析,如圖3 所示,柵極偏置線的電阻與R-C 網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成了穩(wěn)定電路,經(jīng)過仿真得到的穩(wěn)定因子在整個頻段內(nèi)都大于1,從而可知功放管在整個頻段內(nèi)絕對穩(wěn)定,可以保證正常工作。

接著對功放管進行牽引仿真,尋找最佳阻抗并完成輸入輸出匹配的工作,由于E 類功率放大器的特殊性,只需對輸入匹配電路進行牽引仿真找到最佳阻抗即可,輸出匹配電路的負載阻抗可以由(1)式所求得的阻值替代。本文采用混合參數(shù)網(wǎng)絡(luò)匹配,使用微帶線與電容共同完成匹配,這樣既減小寄生參數(shù)和插入損耗,又增加了匹配的靈活性,方便電路的后期調(diào)試。

完成匹配后需要對輸入輸出匹配電路進行S參數(shù)仿真,當(dāng)數(shù)值合理時才能保證匹配的合理性。不過實際微帶線的匹配電路S參數(shù)仿真結(jié)果即使符合要求,仍然會比傳輸線差一點,但是更加接近于它的真實結(jié)果。對功放整體進行大信號仿真,功率附加效率PAE、輸出功率隨著輸入功率變化波形圖如圖4 和圖5 所示。

圖4 PAE 隨輸入功率變化圖Fig.4 PAE changes with input power

圖5 輸出功率隨輸入功率變化圖Fig.5 Variation of output power with input power

由圖4 可以得知,當(dāng)輸入功率在31 dBm 的時候,本文所設(shè)計的E 類功率放大器的PAE 達到了最大值,輸入功率再增大則PAE 值會有所下降。故而可以選擇輸入功率為31 dBm,此時的PAE 值為73.5%,輸出功率值大約為40 dBm,即為10 W 的功率值,滿足E類功率放大器高效率需求。

4 功放的測試

在ADS 軟件上完成設(shè)計后,對所設(shè)計的功放進行一定的優(yōu)化,最后在AD 上畫出版圖并加工成實物進行測試,來驗證設(shè)計是否正確無誤。圖6 為E 類功放實物圖。本次采用介質(zhì)基板Rogers4350b 來進行電路板制作,并在表面加上抗氧化工藝,可以起到一定的保護作用。由于功率管會發(fā)出大量的熱量,容易在功放長期工作時嚴重發(fā)熱失效[11],所以還要有良好的鋁制的散熱板,防止功率管失效。

圖6 E 類功放實物圖Fig.6 Physical drawing of class E power amplifier

測試結(jié)果如圖7 所示,從圖中可以得知,實際功放的PAE 在輸出功率為39.5 dBm 時達到最大值70.8%,這是一組非?？捎^的數(shù)值,可以真正完成大功率高效率的傳輸任務(wù)。

圖7 E 類功放實測曲線Fig.7 Measured curve of class E power amplifier

實物測試的結(jié)果與ADS 仿真的結(jié)果略有偏差,這是由廠商所提供的晶體管模型與實際購買的晶體管會存在一些誤差所導(dǎo)致的,并且電容電感包括微帶線以及功率放大器本身的加工精度誤差也會導(dǎo)致測試的結(jié)果略小于ADS 軟件進行仿真所得到的結(jié)果。設(shè)計匹配電路時使用了大量的電容,導(dǎo)致功放整體在一定程度上損失了一些指標的優(yōu)勢,但是大大地提高了靈活性,會方便于后期的調(diào)試工作,具有一定的應(yīng)用前景。

表1 為本文設(shè)計的E 類功放與近年發(fā)表的E 類功放性能的比較,很明顯在保持高頻率下本文設(shè)計E 類功放擁有更先進的性能。

表1 各種E 類功放的性能對比Tab.1 Performance comparison of various type E power amplifiers

5 結(jié)論

本文基于混合參數(shù)網(wǎng)絡(luò)匹配設(shè)計了一款E 類功率放大器,在漏極偏置中加入T 型電路來補償晶體管的過剩電容,進而解決輸出電容對最大工作頻率的限制問題,可同時適用于低頻和高頻應(yīng)用。通過仿真和實測得到的結(jié)果都能夠證實方案的正確性,在2.1 GHz時,經(jīng)過實物測試得到PAE 峰值為70.8%,輸出功率為39.5 dBm。為了適合于微波應(yīng)用,L-C T 型電路可以近似地轉(zhuǎn)換為分布式電路,簡化了電路的復(fù)雜性,具有非?？捎^的應(yīng)用前景。