盛麗麗 曹衛(wèi)平 梅立榮 張順嵐 林藝香 陸路聰

（1. 桂林電子科技大學(xué) 廣西無線寬帶通信與信號處理重點實驗室，桂林 541004；2. 桂林航天工業(yè)學(xué)院，桂林 541004；3. 中國電子科技集團公司第五十四研究所，石家莊 050081；4. 通信網(wǎng)信息傳輸與分發(fā)技術(shù)重點實驗室，石家莊 050081）

引 言

波束控制天線能夠控制波束指向，實現(xiàn)一維或者二維的波束掃描、寬波束和窄波束的切換以及單波束和多波束的切換. 目前主流的波束控制系統(tǒng)采用相控陣天線和波控算法實現(xiàn)[1-6]，該方法在射頻端加載T/R 組件，將射頻信號轉(zhuǎn)換到基帶信號，再采用電路的方法調(diào)控饋源端信號的相位，具有波束靈活和輻射性能優(yōu)秀的優(yōu)點[7]. 由于該方法需要加載多個T/R 組件，當(dāng)天線陣數(shù)目增加時，導(dǎo)致系統(tǒng)體積變大、成本提高，同時波控算法也變得復(fù)雜.

近年來，隨著超材料理論的發(fā)展，尤其自數(shù)字超材料[8]被提出以來，超材料在天線中的應(yīng)用得到了顯著發(fā)展的同時也取得了很多成果[7,9-12]. 數(shù)字超表面具有低成本、易加工、易共形、低剖面、重量輕等突出優(yōu)勢，給波束控制天線提供了新的思路. 文獻(xiàn)[9]采用空時編碼超表面，同時實現(xiàn)了空間波束指向的控制和反射波諧波的控制. 但是該數(shù)字超表面屬于反射型超表面，不適合應(yīng)用在體積和重量受限的平臺，而透射型超表面具有低剖面的優(yōu)點. 文獻(xiàn)[10]提出一種2 比特數(shù)字位的透射型可編程超表面，可實現(xiàn)多種傳輸方向圖. 文獻(xiàn)[11]將2 比特的透射型數(shù)字超表面置于陣列天線上方，實現(xiàn)了單波束和多波束的切換. 文獻(xiàn)[12]采用多層型透射式編碼超表面和平面透鏡組合，實現(xiàn)了對天線輻射波束數(shù)量的控制. 以上三種透射型超表面[10-12]為無源超表面，缺乏一定的靈活性. 文獻(xiàn)[7]提出一種基于電調(diào)超表面的透射型相控陣天線，所采用的電調(diào)相控表面不僅可以工作于反射模式也可以工作于透射模式. 天線單元由接收層、傳輸層、耦合層、偏置層組成，在耦合層上加載了兩個PIN 二極管，改變PIN 狀態(tài)能改變對應(yīng)的電流方向，從而實現(xiàn)0°和180°兩個透射相位狀態(tài)的切換. 該天線能夠?qū)崿F(xiàn)E 面0°～60°的波束掃描，樣機尺寸為5.3 λ×5.3 λ，體積仍然較大. 文獻(xiàn)[13]提出一種用于人體軀干掃描的可編程超表面天線，將單層編碼超表面置于開槽微帶天線上方0.065λ 的高度. 每個超表面單元中放置4 個PIN 二極管，通過控制每一行和每一列PIN 的狀態(tài)實現(xiàn)對透射波相位的調(diào)控，從而實現(xiàn)了E 面和H 面0°～±25°的掃描范圍. 該天線具有低剖面的優(yōu)點，但是饋電網(wǎng)絡(luò)復(fù)雜，波束掃描范圍有限.

本文基于單層數(shù)字超表面設(shè)計了一種低剖面波束控制天線，能夠?qū)崿F(xiàn)寬角度的波束偏轉(zhuǎn)和寬窄波束的切換. 整個天線尺寸為1.3λ0×0.93λ0×0.13λ0，H 面波束偏轉(zhuǎn)范圍±45°. 該天線饋電網(wǎng)絡(luò)簡單、成本低，在大角度波束掃描天線和波束賦形天線領(lǐng)域具有一定的借鑒意義.

1 天線設(shè)計與分析

1.1 天線整體架構(gòu)

饋源天線如圖1(a) 所示，天線正面由中間輻射條帶和對稱的兩邊寄生條帶構(gòu)成，寄生條帶引導(dǎo)電磁波向兩側(cè)輻射，利于實現(xiàn)較寬的3 dB 波束. 背面的金屬地將電磁波反射回上半空間，利于上層數(shù)字超表面實現(xiàn)對波束的控制. 天線和超表面均采用FR4 介質(zhì)基板，其介電常數(shù)為4.3，損耗正切為0.025，厚度為h=1.6 mm. 經(jīng)優(yōu)化得到的天線最終尺寸為：w0=32 mm，w1=2.5 mm，w2=7 mm，k0=65 mm，k1=22 mm，k2=20 mm，k3=6 mm.

圖1 天線整體架構(gòu)圖Fig. 1 Overall structure of the antenna

如圖1(b)天線側(cè)視圖所示，數(shù)字超表面置于饋源天線上方h1=8 mm 的位置. 具體結(jié)構(gòu)如圖1(c)所示，其中a=14 mm，d=2 mm，環(huán)的線寬為1 mm. 數(shù)字超表面由5×7 個雙方環(huán)單元構(gòu)成，在第1、2、3 和第5、6、7 列的單元中分別鏡像對稱地放置PIN 二極管，通過控制每一列PIN 二極管的偏置電壓實現(xiàn)對天線波束的控制.

1.2 數(shù)字超表面設(shè)計

1.2.1 數(shù)字超表面單元設(shè)計

環(huán)形單元構(gòu)成的超表面具有帶阻特性[14]，而非對稱的環(huán)形單元對不同極化的入射波具有不同的帶阻頻段. 為進一步研究非對稱單元對不同極化入射波的響應(yīng)，本文研究了如圖2 所示的三種單元結(jié)構(gòu)的特性，單元尺寸均為14 mm×14 mm，線寬1 mm. 單元A 為單方環(huán)結(jié)構(gòu)，單元B 將單元A 沿y方向分成兩個相等的矩形閉合環(huán)，單元C 由一個矩形閉合環(huán)和一個矩形開口環(huán)構(gòu)成. 采用等效電路分析法，對于沿y軸極化的TE 波，三種結(jié)構(gòu)沿y軸分布相同，故三種單元對TE 波的響應(yīng)可用圖3(a)所示的等效電路分析. 對于沿x軸極化的TM 波，由于三種單元沿x軸結(jié)構(gòu)不同，其對TM 波的響應(yīng)分別用圖3 中的三種等效電路分析.

圖2 數(shù)字超表面單元Fig. 2 The units of digital metasurface

圖3 單元等效電路Fig. 3 Equivalent circuits of units

圖3 所示的三種等效電路總阻抗分別為：

當(dāng)總阻抗為零時電路處于諧振狀態(tài)，此時由端口1 入射的信號無法傳輸?shù)蕉丝?，即電路呈帶阻特性，單元A 和單元B 的帶阻中心頻率分別為：

比較式(4) 和式(5) 可知，對于垂直入射的TM波，單元B 的帶阻中心頻率高于單元A. 對于單元C，沿x軸的開口相當(dāng)于引入一個電容，因此圖3(c)中虛線所示的支路可等效為一個LC串聯(lián)諧振回路而引入一個阻帶，同時該支路與其他支路構(gòu)成一個諧振回路，故單元C 呈現(xiàn)雙帶阻特性.

為驗證三種單元的帶阻特性，采用電磁仿真軟件CST STUDIO SUITE 分別對三種單元進行仿真分析. 由圖4(a)可知，當(dāng)TE 波垂直入射時，三種單元的帶阻中心頻率相同，都在5.5 GHz 處. 由圖4(b)可知，當(dāng)TM 波垂直入射時，三種單元的帶阻中心頻率不同. 單元A 的帶阻中心頻率在5.5 GHz 處，單元B 帶阻中心頻率為8 GHz，單元C 則呈現(xiàn)雙帶阻特性，其中心頻率分別在3.6 GHz 和8.5 GHz 處，這與式(1)至式(3)的分析相符.

圖4 單元帶阻特性Fig. 4 The stopband characteristics of units

1.2.2 數(shù)字編碼的實現(xiàn)

根據(jù)不同單元對TM 波的透射率大小進行數(shù)字編碼單元的設(shè)計. 由圖4 可知當(dāng)TM 波垂直入射時，單元C 呈現(xiàn)雙帶阻特性，而單元C 低頻處的帶阻中心頻率對應(yīng)的是單元B 的通帶，故可根據(jù)此特性設(shè)計數(shù)字超表面編碼單元. 為更清楚地描述數(shù)字編碼單元特性，取圖4 的低頻段繪制成圖5. 由圖5(a)可知，當(dāng)沿y軸極化的TE 波垂直入射時，由于單元B 和單元C 沿y方向的結(jié)構(gòu)相同，故對TE 波響應(yīng)相同，在3.6 GHz 處透射率均為0.6. 由圖5(b)可知，當(dāng)沿x軸極化的TM 波垂直入射時，在3.6 GHz 處單元B 的透射率為0.68，單元C 透射率僅為0.08. 這是由于單元B 和單元C 沿x軸結(jié)構(gòu)分布不同導(dǎo)致. 故可根據(jù)單元對TM 波透射率的大小來構(gòu)建1 比特數(shù)字編碼超表面的 “0” 和“1”. 將對TM 波透射率高的單元B 編為“1”，將對TM 波透射率低的單元C編為“0”. 若在單元C 的開口處放置一個PIN 二極管，則單元B 對應(yīng)PIN 二極管導(dǎo)通(ON)狀態(tài)，單元C對應(yīng)PIN 二極管截止(OFF)狀態(tài)，如表1 所示.

圖5 單元B 和單元C 的電磁響應(yīng)Fig. 5 Electromagnetic response of unit B and unit C

表1 數(shù)字編碼單元Tab. 1 The digital coding units

1.3 超表面高度h1 的確定

對于透射型數(shù)字超表面天線，超表面距離天線的高度h1應(yīng)綜合考慮輻射效率、剖面以及饋電網(wǎng)絡(luò)對天線性能的影響這三大因素. 從剖面方面考慮，高度h1應(yīng)盡可能??；從饋電網(wǎng)絡(luò)方面考慮，若h1過小則數(shù)字超表面中的直流饋電網(wǎng)絡(luò)勢必會對天線的輻射性能造成較大的影響；從天線輻射效率方面考慮，數(shù)字超表面應(yīng)位于天線的感應(yīng)區(qū)，與天線共同構(gòu)成輻射體. 綜合以上因素，先將天線的感應(yīng)區(qū)與菲涅爾區(qū)的臨界點[15]作為h1的初始值，即

式中：L為天線的輻射邊長度； λ為天線的中心頻率對應(yīng)的波長. 對于圖1(a) 所示天線，輻射邊長度為w0=32 mm，天線中心工作頻率為3.6 GHz，故h1≤ 12 mm.為進一步研究超表面距離天線高度h1對天線性能的影響，當(dāng)數(shù)字超表面所有單元設(shè)為“1”時，對h1進行仿真分析. 仿真結(jié)果如圖6 所示，h1=6 mm 時，天線匹配性能受超表面影響較大，S11小于-10 dB 的絕對帶寬僅為60 MHz；h1=12 mm 時，天線具有良好的諧振特性，帶寬為110 MHz. 為了讓天線盡可能保持低剖面，同時保持良好的輻射特性，最終取h1=8 mm.

圖6 h1 對天線反射系數(shù)的影響Fig. 6 The influence of h1 on the reflection coefficient of the antenna

2 波束控制機理

2.1 PIN 饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

在表1 所示的“0”單元開口處放置PIN 二極管，并對PIN 二極管進行直流饋電. 由于整個單元處于同一電位面，故采用雙二極管形式. 所用的PIN 二極管型號為SMP1340-004LF，該器件內(nèi)部集成了兩個共陰極二極管，每個二極管導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)的等效電路如圖7 所示.

圖7 PIN 二極管等效電路Fig. 7 Equivalent circuits of PIN diode

饋電網(wǎng)絡(luò)如圖8 所示，其中黑色偏置線位于介質(zhì)板正面，灰色偏置線位于介質(zhì)板背面. 將單元所在電位面通過Via1 與介質(zhì)板背面的高電平連接，二極管公共端通過Via2 與控制端連接. 當(dāng)控制端置低電平時，兩個PIN 二極管同時導(dǎo)通，對應(yīng)表1 中的“1”

單元；當(dāng)控制端置于高電平時，兩個PIN 二極管同時截止，對應(yīng)于表1 中的“0”單元. 為了盡量減少偏置線對超表面波束控制的影響，將背面的偏置線分別與單元的閉合線一端對齊，如圖8 灰色線所示. 為了保持天線輻射波束始終往上半空間輻射，第四列所有單元都設(shè)置為“1”單元. 同時為了保持方向圖具有對稱性，左右兩邊的二極管放置位置呈鏡像對稱.

圖8 帶偏置網(wǎng)絡(luò)的數(shù)字超表面Fig. 8 Digital metasurface with biasing network

2.2 波束偏轉(zhuǎn)的實現(xiàn)

為研究波束偏轉(zhuǎn)機理，本文以電磁波垂直入射為例對超表面調(diào)控電磁波的原理進行分析. 圖9 展示了饋源天線輻射的電磁波垂直入射至數(shù)字超表面的情形，箭頭粗細(xì)代表電磁波能量的大小. 由1.2.2 節(jié)的分析可知，在3.6 GHz 處，“1”單元對TE 波和TM 波都呈透射特性，透射率均為0.6，即大部分電磁能量能夠透過數(shù)字“1”構(gòu)成的超表面；“0”單元對TE 波的透射率為0.68，對TM 波透射率僅為0.08，即僅少量電磁能量透過數(shù)字“0”構(gòu)成的超表面，大部分電磁能量被超表面反射回天線進行二次輻射. 因此饋源天線的輻射波束經(jīng)過數(shù)字超表面后會朝“1”單元方向偏轉(zhuǎn). 根據(jù)該原理對數(shù)字超表面進行圖10 所示的編碼設(shè)計，從而實現(xiàn)對天線輻射波束的偏轉(zhuǎn).

圖9 不同單元對電磁能量的透射Fig. 9 The transmission of electromagnetic energy by different elements

圖10 波束偏轉(zhuǎn)超表面的編碼設(shè)計Fig. 10 Coding design of beam-tilting metasurface

為進一步研究數(shù)字超表面對天線的波束控制機理，對天線在3.6 GHz 處的三種狀態(tài)對應(yīng)的電場分布進行仿真分析. 狀態(tài)一的電場分布如圖11(a) 所示，在yoz面，電場在±y方向關(guān)于z軸對稱分布，沿+z方向電場的場強最強，此時波束往正上方輻射，不發(fā)生偏轉(zhuǎn)；狀態(tài)二電場分布如圖11(b)所示，沿+y方向的電場密度明顯大于-y方向的電場密度，此時波束往+y方向偏轉(zhuǎn)角度最大，為46°；狀態(tài)三的電場分布如圖11(c) 所示，沿-y方向的電場密度明顯大于+y方向的電場密度，此時波束往-y方向偏轉(zhuǎn)角度最大，為-46°. 三種狀態(tài)對應(yīng)的天線遠(yuǎn)場3D 方向圖如圖12 所示，與電場分布相對應(yīng)，狀態(tài)一時波束不偏轉(zhuǎn)，狀態(tài)二時波束向-y方向偏轉(zhuǎn)，狀態(tài)三時波束向+y方向偏轉(zhuǎn).

圖11 狀態(tài)一、二、三的電場分布圖Fig. 11 The electric field distribution of state 1, 2 and 3

圖12 狀態(tài)一、二、三的3D 方向圖Fig. 12 The 3D radiation patterns of state 1, 2 and 3

2.3 寬波束與窄波束的切換

根據(jù)饋源天線的輻射波束經(jīng)過數(shù)字超表面后朝“1”單元方向偏轉(zhuǎn)的機理，分別將數(shù)字超表面單元按照圖13 所示的圖案進行編碼，則分別形成寬波束和窄波束. 其電場分布如圖14 所示，當(dāng)所有單元均為“1”單元時即狀態(tài)四，上半空間電場分布較為均勻；當(dāng)?shù)?、2、3 和5、6、7 列都為“0”單元時即狀態(tài)五，中間的電場密度大，兩邊的電場密度較小，此時超表面相當(dāng)于對電磁波進行聚焦. 狀態(tài)四、五的仿真3D 方向圖如圖15 所示，寬波束天線的3 dB 波束寬度為136°，峰值增益6.8 dBi；窄波束的3 dB 波束寬度為77°，峰值增益8.65 dBi.

圖13 寬/窄波束超表面的編碼設(shè)計Fig. 13 Coding design of wide/narrow beam metasurface

圖14 狀態(tài)四、五的電場分布圖Fig. 14 The electric field distribution of state 4 and 5

圖15 狀態(tài)四、五的3D 方向圖Fig. 15 The 3D radiation patterns of state 4 and 5

2.4 饋電網(wǎng)絡(luò)對天線性能的影響

對于透射型數(shù)字超表面，直流饋電網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計非常關(guān)鍵. 其設(shè)計應(yīng)滿足兩個要求[16]：1) 微波信號不能進入直流通路；2)直流通路不能對微波性能產(chǎn)生影響. 為達(dá)到第一個要求，如圖8 所示，位于超表面介質(zhì)基板正面的PIN 二極管通過兩個金屬通孔由背面的兩條細(xì)金屬線饋電；為達(dá)到第二個要求，超表面介質(zhì)基板背面的兩條細(xì)金屬線分別與正面單元的閉合線對齊. 為進一步研究饋電網(wǎng)絡(luò)對天線性能的影響，圖16 對比了加載饋電網(wǎng)絡(luò)前后超表面處于狀態(tài)三時天線的反射系數(shù). 可以看出，當(dāng)超表面距離天線的高度h1取8 mm 時直流饋電網(wǎng)絡(luò)對天線反射性能的影響較小. 圖17 給出了3.6 GHz 處PIN 截止?fàn)顟B(tài)下的單元表面電流分布. 對比圖17(a)和(b)可知，背面細(xì)金屬線上的電流非常小，同時正面單元的電流分布并沒有因饋電網(wǎng)絡(luò)的增加而發(fā)生明顯變化.

圖16 饋電網(wǎng)絡(luò)對天線反射系數(shù)的影響Fig. 16 The influence of biasing network on reflection coefficient of antenna

圖17 PIN 截止?fàn)顟B(tài)下單元表面電流分布Fig. 17 The surface current distributions of unit

3 實測與仿真結(jié)果分析

為驗證仿真結(jié)果，將饋源天線及數(shù)字超表面進行加工和測試，天線實物圖如圖18 所示. 采用50 Ω的SMA 接頭對饋源天線進行饋電. 使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對天線的反射系數(shù)進行測試，在微波暗室中測量天線的方向圖.

圖18 天線實物圖Fig. 18 Fabricated antenna

3.1 五種狀態(tài)的仿真與實測S11

由于PIN 二極管放置在超表面單元中，沒有與饋源天線在同一個回路中，故當(dāng)超表面單元中的PIN 二極管導(dǎo)通或者截止時，對天線的反射系數(shù)影響較小. 五種狀態(tài)下的反射系數(shù)如圖19 所示，天線中心頻點為3.6 GHz，帶寬為100 MHz，五種狀態(tài)下的反射系數(shù)顯示出良好的一致性，且測試結(jié)果和仿真結(jié)果吻合較好.

圖19 不同狀態(tài)下的反射系數(shù)S11 的仿真和測試結(jié)果Fig. 19 The reflection coefficients S11 of simulation and measuremen

3.2 仿真與實測H 面方向圖

圖20 給出了天線在3.6 GHz 處波束偏轉(zhuǎn)的仿真和測試H 面方向圖，實測天線的最大偏轉(zhuǎn)角度為±45°，與仿真結(jié)果吻合較好. 由于受到測試儀器和測試環(huán)境的影響，實測方向圖有略微的畸變. 實測和仿真的3 dB 波束寬度以及峰值增益如表2 所示.

表2 波束偏轉(zhuǎn)天線性能Tab. 2 Performance comparisons of beam-tilting antenna

圖20 狀態(tài)一、二、三的H 面方向圖Fig. 20 The H-plane patterns of states 1, state 2 and state 3

圖21 給出了天線在3.6 GHz 處寬波束與窄波束兩種狀態(tài)的仿真和測試H 面方向圖，沿徑向的實線表示寬波束的3 dB 寬度，虛線表示窄波束的3 dB 波束寬度. 由于加工和測試環(huán)境等造成的誤差，實測窄波束天線在0°附近與仿真方向圖有略微偏差. 仿真與實測的3 dB 波束寬度和峰值增益如表3 所示，仿真與實測結(jié)果吻合較好.

圖21 狀態(tài)四、五的H 面方向圖Fig. 21 The H-plane patterns of states 4 and state 5

表3 寬窄波束切換天線性能Tab. 3 Performance comparisons of width/narrow beam switching antenna

4 結(jié) 論

本文基于透射型數(shù)字超表面設(shè)計并實現(xiàn)了一種新型波束控制天線. 利用閉合雙環(huán)和開口雙環(huán)結(jié)構(gòu)單元對TM 波的不同響應(yīng)設(shè)計數(shù)字超表面，采用具有寬波束的寄生帶天線作為饋源. 通過控制數(shù)字超表面中每一列PIN 二極管的通斷能夠?qū)崿F(xiàn)寬角度的波束偏轉(zhuǎn)以及寬窄波束的切換. 在中心頻點3.6 GHz處，實測最大偏轉(zhuǎn)角度為±45°，寬波束時的3 dB 波束寬度約為窄波束的兩倍. 天線總高度僅為0.13λ0. 該設(shè)計方案在新型低剖面相控陣天線領(lǐng)域具有潛在實用價值.