梅朝朝，江師齊，喻禮禮，黃祖勛

（深圳大學(xué)機(jī)電與控制工程學(xué)院，深圳 518060）

近年來，隨著寬禁帶半導(dǎo)體開關(guān)器件的不斷應(yīng)用，變換器的開關(guān)頻率得到了提升。電磁干擾EMI（electromagnetic interference）問題也成為并網(wǎng)逆變器發(fā)展的一個(gè)重要制約因素[1]。這些干擾噪聲以差模電流和共模電流的形式在逆變器交流和直流兩側(cè)流動(dòng)。不僅影響元件的正常工作，還會(huì)加速元件老化[2]。目前已經(jīng)有很多關(guān)于抑制和減小電磁干擾問題的方案，文獻(xiàn)[3-4]通過改變或增加橋臂或開關(guān)管來減小共模電流，但會(huì)增加無源器件損耗和成本；文獻(xiàn)[5]通過抑制di/dt、dv/dt 來減小EMI；文獻(xiàn)[6]提出了一種基于源阻抗提取的逆變器交流側(cè)EMI 濾波器設(shè)計(jì)，所設(shè)計(jì)濾波器有很好的EMI 抑制能力；文獻(xiàn)[7]基于插入損耗和阻抗失配的原則設(shè)計(jì)了直流側(cè)EMI 濾波器，并利用隨機(jī)脈寬調(diào)制PWM（pulse width modulation）進(jìn)一步降低了直流側(cè)EMI；文獻(xiàn)[8]分析了非隔離逆變器系統(tǒng)的共模傳導(dǎo)路徑，比較了4 種濾波器托缽結(jié)構(gòu)對(duì)直流側(cè)共模EMI 的抑制情況；文獻(xiàn)[9]提出了一混合型EMI 濾波器方案，減小了無源濾波器的體積和重量。但很少有關(guān)于交流側(cè)與直流側(cè)EMI 濾波器共模回路耦合特性的研究。非隔離逆變器兩側(cè)EMI 濾波器的耦合會(huì)降低對(duì)共模噪聲的濾波效果。文獻(xiàn)[10]提出了一種基于阻抗匹配的直流側(cè)和交流側(cè)EMI 濾波器設(shè)計(jì)，但在設(shè)計(jì)時(shí)需要同時(shí)考慮兩側(cè)濾波器的阻抗特性，增加了濾波器設(shè)計(jì)難度；文獻(xiàn)[11-12]提出了一種拆分諧波濾波器差模電容的方法來抑制直流側(cè)對(duì)交流側(cè)的共模干擾；文獻(xiàn)[13]提出了一種解耦控制方法來實(shí)現(xiàn)交流側(cè)和直流側(cè)的共模干擾解耦問題，但控制方式比較復(fù)雜。

本文采用一種浮地型的二階EMI 濾波器結(jié)構(gòu)，并分析該浮地結(jié)構(gòu)和傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)共?；芈返淖杩固匦浴?shí)驗(yàn)證明該結(jié)構(gòu)不僅能夠大幅抑制直流側(cè)的共模噪聲，還能減小交流側(cè)的共模噪聲，且有效消除直流側(cè)和共模側(cè)的耦合效果，增強(qiáng)共模噪聲濾波效果。

1 浮地EMI 濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

非隔離光伏逆變系統(tǒng)如圖1 所示。在非隔離并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中，共模噪聲流通回路如圖1（a）所示。CA和CB為散熱片的分布電容，CPV為光伏陣列側(cè)的分布電容。共模噪聲通過2 條路徑傳播：一是直流側(cè)，共模干擾通過寄生電容CPV、CA、CB及散熱器和參考地形成環(huán)路；二是交流側(cè)，共模干擾通過寄生電容CA、CB和電網(wǎng)或負(fù)載接地點(diǎn)形成環(huán)路。在兩側(cè)連接EMI 濾波器后，直流側(cè)和交流側(cè)共模噪聲會(huì)形成串?dāng)_，減弱EMI 濾波器的共模抑制能力，增加了共模濾波器設(shè)計(jì)的難度。

圖1 非隔離光伏逆變系統(tǒng)Fig.1 Non-isolated photovoltaic inverter system

共模EMI 濾波器如圖2 所示。為了抑制共模干擾對(duì)逆變器的影響，通常選擇LC 型（或其多級(jí)擴(kuò)展型）作為交流和直流側(cè)的EMI 濾波器結(jié)構(gòu)，其等效電路如圖2（a）所示。ZA、ZB分別為CA、CB的阻抗，ZPV_grid為CPV阻抗，因ZA、ZB＜＜ZCCM2，圖2 中略去。一般情況下，直流側(cè)濾波電容的阻抗ZCCM2＜＜（ZPV_grid+Zcable），則直流側(cè)的阻抗表達(dá)可以簡(jiǎn)化為

圖2 共模EMI 濾波器Fig.2 Common-mode EMI filter

直流側(cè)大部分高頻共模電流通過CCM2被旁路掉。而對(duì)于交流側(cè)，以交流側(cè)線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)LISN（line impedance stabilization network）上的共模電流來表征共模噪聲的變化，共模電流的可以表示為

式中：iCM0為光伏系統(tǒng)未接EMI 濾波器的共模電流；iCM1為交流側(cè)接入LC 濾波器后的共模電流；iCM2為兩側(cè)同時(shí)接入LC 濾波器后的共模電流。在直流側(cè)添加LC 濾波器后，因?yàn)橹绷鱾?cè)的等效阻抗ZDC1

根據(jù)直流側(cè)和交流側(cè)EMI 噪聲測(cè)量值，交流側(cè)和直流側(cè)所選取的EMI 濾波器分別為雙級(jí)和單級(jí)型。在確定濾波器結(jié)構(gòu)后，對(duì)照EMI 測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)，由插入損耗進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。在電壓型逆變器VSI（voltage source inverter）中，由于直流側(cè)DC-LINK 電容的存在，直流側(cè)和交流側(cè)的差模噪聲被解耦。而圖2（b）的浮地結(jié)構(gòu)EMI 濾波器可以削弱變換器兩側(cè)的共模噪聲耦合特性。將傳統(tǒng)EMI 濾波器的共模電容的接地點(diǎn)連接到直流側(cè)DC-LINK 電容的中點(diǎn)，解決直流側(cè)和交流側(cè)的共模耦合問題。

2 浮地EMI 濾波器共模特性分析

2.1 交流側(cè)共模阻抗分析

為了體現(xiàn)浮地濾波器的改進(jìn)效果，將其與傳統(tǒng)的濾波器進(jìn)行對(duì)比分析，傳統(tǒng)和浮地型兩級(jí)濾波器共模模型如圖3 所示。

圖3 交流側(cè)共模等效電路Fig.3 Common-mode equivalent circuit on AC side

圖3 中：ZLCM和ZLCM2分別為對(duì)應(yīng)的共扼流圈的等效阻抗；ZDC為DC 側(cè)的等效阻抗；ZLISN_CM為LISN的共模等效阻抗；ZCCM1和ZCCM2分別為對(duì)應(yīng)共模電容的阻抗。共模電流可以表示為

插入增益之比即接浮地濾波器的插入損耗增量表達(dá)式為

2.2 直流側(cè)共模阻抗分析

圖4 為接入浮地EMI 濾波器后DC 側(cè)共模抑制模型，其中，ZLCM3和ZCCM3分別為DC 側(cè)共模電感和電容的等效阻抗。

圖4 直流側(cè)共模等效電路Fig.4 Common-mode equivalent circuit on DC side

據(jù)此可以推導(dǎo)出2 種情況下LISN 側(cè)的共模電流分別為

接浮地濾波器的插入損耗增量為

2.3 共模阻抗分析

利用LTspice 對(duì)EMI 濾波器進(jìn)行小信號(hào)分析，掃頻的范圍為150 kHz～30 MHz，通過阻抗分析儀測(cè)得電感電容以及寄生參數(shù)如表1 所示。其中，ZDC0為直流側(cè)未加濾波器時(shí)的阻抗，ZDC1為直流側(cè)加入LC 濾波器后的阻抗，ZAC_grid0和ZAC_grid1為交流側(cè)未接入濾波器和接入濾波器時(shí)交流側(cè)的阻抗，LCM1=LCM2，CCM1=CCM2。

表1 EMI 濾波器參數(shù)Tab.1 Parameters of EMI filter

仿真電路如圖5 所示。當(dāng)直流側(cè)未連接LC 濾波器時(shí)，直流側(cè)ZDC=ZDC0=1 nF，此時(shí)可得出僅連接交流側(cè)EMI 濾波器后共?；芈返念l率響應(yīng)特性，然后將LC 濾波器接入直流側(cè)，再依次將傳統(tǒng)型和浮地型EMI 放置在交流側(cè)，由于ZCCM2＜＜（ZPV_grid+Zcable）。則可令ZDC=ZDC1=ZCCM2，以此可分析比較浮地型和傳統(tǒng)型EMI 濾波器對(duì)交流側(cè)共模抑制效果。圖5（a）為直流側(cè)連接LC 濾波器，交流側(cè)連接浮地型EMI濾波器的仿真電路。同樣，對(duì)于交流側(cè)，當(dāng)交流側(cè)未連接傳統(tǒng)型EMI 濾波器時(shí)，交流側(cè)ZAC_Grid=ZAC_grid0=50 pF，此時(shí)可得出僅連接直流側(cè)EMI 濾波器后共?；芈返念l率響應(yīng)特性，在連接傳統(tǒng)型EMI 濾波器時(shí)，交流側(cè)ZAC_Grid=ZAC_grid1，然后再連接浮地型EMI濾波器，借此可以得出浮地型EMI 濾波器和傳統(tǒng)型EMI 濾波器對(duì)直流側(cè)的影響。圖5（b）為交流側(cè)連接傳統(tǒng)型EMI 濾波器，直流側(cè)連接LC 濾波器的仿真電路。

圖5 共?；芈奉l率響應(yīng)特性部分仿真電路Fig.5 Simulation circuits of common-mode loop frequency response characteristics

共模回路頻率響應(yīng)特性如圖6 所示。由圖6 可見，對(duì)于交流側(cè)，在交流側(cè)單獨(dú)接入傳統(tǒng)濾波器時(shí)，插入損耗最大；交流側(cè)和直流側(cè)同時(shí)接入傳統(tǒng)濾波器時(shí)，交流側(cè)和直流側(cè)之間的耦合會(huì)使得交流側(cè)的共模插入損耗減小，而接入浮地濾波器后影響不大；而對(duì)于直流側(cè)，接入傳統(tǒng)濾波器后，交流側(cè)和直流側(cè)的共模耦合也會(huì)使得直流側(cè)的共模插損減少，但是接入浮地濾波器后可以明顯增加直流側(cè)的共模插入損耗，可以很好地解決這一問題。

圖6 共?；芈奉l率響應(yīng)特性Fig.6 Common-mode loop frequency response characteristics

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文以500 W/220 V 單相GaN 逆變器為實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，開關(guān)頻率為50 kHz，直流側(cè)由可調(diào)直流電源供電。圖7 為交流側(cè)和直流側(cè)EMI 濾波器實(shí)物及其連接圖。實(shí)驗(yàn)參數(shù)和EMI 濾波器參數(shù)如表1 所示。以帶共模、差模分離的單相（50 μH+5 Ω）||50 Ω LISN 為測(cè)試裝置，選取的EMI 標(biāo)準(zhǔn)為EN 55011。

圖7 EMI 濾波器Fig.7 EMI filter

交流側(cè)EMI 噪聲和直流側(cè)EMI 噪聲如圖8 和圖9 所示。由圖8 和圖9 可知，在交流側(cè)和直流側(cè)同時(shí)接入傳統(tǒng)EMI 濾波器后，交流側(cè)和直流側(cè)間的共模干擾信號(hào)會(huì)通過濾波器產(chǎn)生耦合，增加彼此的共模干擾量。

圖8 交流側(cè)EMI 噪聲Fig.8 EMI noise on AC side

圖9 直流側(cè)EMI 噪聲Fig.9 EMI noise on DC side

交流側(cè)接入浮地型EMI 濾波器時(shí)共模EMI 測(cè)試結(jié)果如圖10 所示。

根據(jù)圖10 中的測(cè)試結(jié)果可知，在交流側(cè)接入浮地型濾波器后，交/直流側(cè)的共模干擾均可以得到大幅度衰減，基本滿足EMI 標(biāo)準(zhǔn)，驗(yàn)證了本文所提浮地型濾波器的有效性。

圖10 交流側(cè)接入浮地型EMI 濾波器時(shí)共模EMI 測(cè)試結(jié)果Fig.10 Common-mode EMI test results with floating ground EMI filter connected on AC side

4 結(jié)語

本文分析了光伏系統(tǒng)中逆變器兩側(cè)EMI 濾波器共模噪聲耦合問題，采用了一種浮地型EMI 濾波器結(jié)構(gòu)，相比于傳統(tǒng)的EMI 濾波器，這種結(jié)構(gòu)的EMI 濾波器作為交流側(cè)EMI 濾波器后，能夠消除兩側(cè)EMI 濾波器的耦合，能夠大幅提升直流側(cè)和交流側(cè)的共模EMI 噪聲抑制能力；使得在設(shè)計(jì)EMI濾波器時(shí)，能夠獨(dú)立設(shè)計(jì)兩側(cè)的EMI 濾波器，無須考慮共模耦合問題；簡(jiǎn)化了EMI 濾波器的設(shè)計(jì)過程，增強(qiáng)系統(tǒng)對(duì)于共模噪聲的抑制能力。