趙海川，金書輝，王歡，于世鵬，白茹，邢作霞

（1. 沈陽工業(yè)大學電氣工程學院，遼寧省 沈陽市 110870；2. 天津電氣科學研究院有限公司，天津市 河東區(qū) 300450）

0 引言

目前，海上風力發(fā)電機組朝著單機功率10 MW級發(fā)展，風電機組模塊化設計成為主流[1-3]。隨著風電機組功率需求提高，風電行業(yè)應用較少的中壓六相永磁同步發(fā)電機(medium voltage sixphase permanent magnet synchronous generator，MVSPMSG)在風電行業(yè)前景逐漸明顯。由于MVSPMSG 多一套繞組，控制靈活性、效率大幅提升[4]。同時，變流器容量也隨之提高。中壓變流系統(tǒng)具有的低電流、并網適應性好等優(yōu)點[5-6]，是破解常規(guī)低壓、大電流系統(tǒng)損耗大，開關器件電流應力大等問題的關鍵。目前，市場應用的中壓變流拓撲有二極管中點箝位型(neutral point clamped，NPC)、飛跨電容型及主動箝位型3種[7]。二極管中點箝位型變流器結構復雜性適中、并網適應性良好[8]，故選用此拓撲結構為中壓三電平變流器結構方案。

為使MVSPMSG 以最大功率輸出，需要變流器控制風機，實現風能最大捕獲和并網功率的穩(wěn)定?，F有研究重點主要集中在變流控制系統(tǒng)可靠性提升、諧波電流抑制、損耗分析等方面。文獻[9]中NPC 變流系統(tǒng)采用斷續(xù)空間矢量脈寬調制(space vector pulse width modulation，SVPWM)控制提高系統(tǒng)載波頻率，降低開關損耗，但在MVSPMSG控制中的應用有待研究。文獻[10-11]中分別提出三維SVPWM和分類SVPWM算法來降低傳統(tǒng)SVPWM計算復雜性。然而，上述研究多針對機、網側變流器單獨控制，缺少風速波動對機側變流器控制穩(wěn)定性的影響。因此，在波動風速下為使MVSPMSG 能夠以最大功率輸出，本文將最大功率跟蹤策略應用到NPC 變流器控制。同時，NPC變流器存在直流中點電位失衡問題。與現有增加額外器件均壓方案相比，以SVPWM 方法為基礎的中點均壓控制方案更適用[12-13]。文獻[14]提出基于零序分量的載波調制方法，用來減小電容壓差，降低并網電流的諧波成分。文獻[15]采用虛擬空間矢量脈寬調制(virtual space vector pulse width modulation，VSVPWM)算法來降低直流電壓波動，但算法執(zhí)行時間長、電壓畸變嚴重。文獻[16]提出基于小矢量作用時長的中點電位平衡調控策略，但存在一定的不可控區(qū)域。文獻[17-19]則依據小矢量和中點電位間關系提出一種可變平衡系數的中點電位方法，但仍存在一定不可控區(qū)域，導致中點電位無法均衡。因此，本文提出融合調制系數與矢量組選擇，用于消除中點電位不可控區(qū)域，提高中點電位平衡度。

綜上所述，本文設計一種適用于MVSPMSG的最大功率跟蹤方法，通過轉矩及雙d-q電流環(huán)的閉環(huán)組合實現MVSPMSG 最大功率捕獲。同時，為平抑直流中點電位波動，采用調制因子和矢量組選擇2種方案協(xié)調調控用于中點電位平衡控制。最后，通過仿真驗證本文所提控制策略有效性，為大功率永磁同步電機(permanent magnet synchronous generator， PMSG) 控制提供理論參考。

1 中壓三電平風電變流器控制策略

1.1 10 MW永磁風電機組變流系統(tǒng)結構

10 MW風電變流系統(tǒng)結構采用MVSPMSG搭配分布式NPC型變流方案，并網通道采用雙5 MW變流器并聯(lián)而成，拓撲結構如圖1 所示。MVSPMSG為雙Y接不共中性點定子繞組，2套定子繞組間以不對稱分布30°排列。由于MVSPMSG定子繞組中不存在5、7次等低次諧波，故具有轉矩脈動小、并網適應性好等優(yōu)點。機、網側變流器均采用NPC 型結構。機側變流系統(tǒng)用于MVSPMSG 的轉速及功率控制，網側變流系統(tǒng)用于直流側電壓及并網控制。

圖1 10 MW永磁風力發(fā)電機組并網結構圖Fig.1 Grid connection structure of 10MW PMSG

1.2 基于最佳轉矩給定的MVSPMSG 最大功率跟蹤控制策略

在最大功率跟蹤方法方面，與轉速控制、功率控制相比較，轉矩控制只需要按照電機輸入轉矩和轉速間所滿足的最佳轉矩曲線進行調控即可，故其具有調控方便、簡單的優(yōu)點。

為有效控制MVSPMSG，建立MVSPMSG 在雙dq同步坐標軸下的電壓及轉矩方程，分別為

式中：usd、usq、isd、isq分別為表示電壓、電流在dq旋轉子平面的分量；ux、uy、ix、iy分別表示電壓、電流在xy子平面內的分量；Lsd和Lsq分別為定子直軸、交軸電感；φr為永磁體勵磁磁鏈；Rs為定子電阻；ωr為電角速度；np為極對數，其中下標p為分算子。

機側變流器在采用id=0 的控制方式下，電磁轉矩表達式為

式中：R為葉輪半徑；ρ為空氣密度；λ為葉尖速比；β為槳距角；v為風速；Cp為風能利用系數；ωm為發(fā)電機角速度。

式中：kp、ki分別為電流內環(huán)的比例與積分系數；idref和iqref分別為dq坐標系下電流參考值。

由解耦控制可得出機側變流器控制框圖如圖2所示。

圖2 機側變流器控制策略框圖Fig.2 Control strategy block diagram of converter at generator side

根據式(6)計算q軸電流參考值，而將d軸電流給定值置零。dq軸電流給定值與電流采樣值偏差經電流內環(huán)PI 計算，得到dq坐標系下的電壓值，對其采取反Park變換后即可得到αβ坐標系下的電壓值Uα、Uβ。最后將電壓值輸入三電平SVPWM進行調制，從而得出2 套變流器IGCT 的PWM脈沖信號。

1.3 基于電網電壓定向矢量的網側變流器控制

由網側變流器調控對象特點可知，調控目標重點在于維持直母線電壓恒定和最大有功功率并網。網側變流器dq坐標系下數學模型可表示為式中：Rg、Lg分別為濾波器及線路等效電阻；SdX、SqX、SdZ、SqZ為dq坐標系變換參數，X和Z為開關變量，X表示橋臂上面2 個開關管導通，定義為1，Z表示下面2 個開關管導通，定義為-1；Ugd、Ugq為三相電壓在dq坐標系的分量；igd、igq為三相網側電流在dq坐標系的分量；ωg為電網工頻電角度；Udc1、Udc2為直流側上、下電容電壓。

依據NPC型網側變流器數學模型可知，變流器dq軸電壓分量間存在耦合關系，同樣需要采用補償項對電壓分量進行解耦輸出，從而完成dq軸電壓的獨立控制。在進行解耦變換后，變流裝置流向電網的有功功率P及無功功率Q分別為

由網側變流器電壓解耦后輸出，可得其變流器調控方法如圖3所示。

圖3 NPC型三電平網側變流器控制策略Fig.3 NPC three-level grid-side converter control strategy

2 直流中點電位平衡控制方法

2.1 基于SVPWM的直流中點電位調節(jié)機理

NPC型變流器中各相橋臂開關控制共需27個矢量，對于三電平SVPWM 而言，將27 個開關矢量分給為大、中、小(正小、負小)及零矢量，并依據所處空間位置、空間順序編號及區(qū)域劃分，具體情況如圖4所示。

圖4 不同開關狀態(tài)坐標變換后的空間矢量圖Fig.4 Space vector diagram after coordinate transformation in different switch states

由于不同矢量下變流器所處的工作狀態(tài)存在差異，從而導致直流中點的電流流動存在差異，此時直流中點電位的失衡程度也大小不一。不同矢量狀態(tài)下變流器開關等效模型如圖5所示。

圖5 空間矢量調制對中點電位影響Fig.5 Effect of SVPWM on neutral point potential

由圖5 可知，在零矢量、大矢量作用下，直流中點不存在電流回路，因此直流中點電位無變化。在正小矢量及中矢量作用下，直流中點電流i0由負載側流出，使得中點電位升高；在負小矢量作用下，直流中點電流i0由母線側流出，致使直流中點電位降低。由直流中點電流的流動方向可以得出，正、負小矢量對直流中點電位影響互異，而中矢量則致使直流中點電位上升。因此，通過調整矢量組內正、負小矢量及中矢量的工作時間長度，從而完成對直流中點電位波動的調控。

2.2 基于調制系數與矢量組選擇協(xié)調的中點電位平衡方法

變流器直流側中點電位失衡主要由直流電容分壓不均所引起，故直流側中點處會存在剩余電荷。因此，可以將直流側中點電位均衡控制轉化為直流中點電荷量控制。由SVPWM 對直流中點電位調節(jié)規(guī)律可知，通過調整矢量組內中、小矢量工作時長，從而使直流電容中點在脈沖周期內的剩余電荷量一致，實現直流側中點電位為0。

在一個開關周期內會存在一組基本矢量組，用于開關器件動作。而基本矢量組中通常存在4個矢量且至少含有一對正、負小矢量。在基本矢量組作用下，依據矢量作用順序，將正小矢量、中矢量、大矢量及負小矢量作用下的直流中點電流分別定義為i00、i01、i02和i03，其中正、負小矢量作用下的中點電流流向相反。在一個開關周期T內，直流中點電荷剩余量ΔQ可表示為式中：Q1、Q2分別為上、下側電容電荷量；C為電容值；T0、T1、T2分別為小、中、大矢量作用時間。

由式(11)可知，在ΔQ=0時直流中點電位可實現均衡調控。因此，本文引入時間調制系數α，將各個矢量作用下的SVPWM 脈沖時間劃分為：(1+α)T0/4、T1/2、T2/2、(1-α)T0/2、T2/2、T1/2、(1+α)T0/4，具體劃分及作用方式如圖6 所示。中點電荷變化量ΔQ可表示為

由于在正、負小矢量作用下直流中點電流流向相反，即i00=-i03，則式(12)可表示為

由于SVPWM 脈沖作用時間要保持正值，故要使得|α|≤1，即在α∈(1，+∞]時，將α取值為1；在α∈[-∞，-1)時將α取值為-1。通過調節(jié)α對SVPWM 矢量作用時間進行修正來抑制直流中點電位失衡量。圖6為SVPWM矢量作用時間圖。

圖6 SVPWM矢量作用時間圖Fig.6 SVPWM vector action time chart

在通過調制系數α對直流中點電位調節(jié)過程中，調制系數α的取值范圍被限制在[-1，1]。因此，在式(14)中，當分母T0i00→0，分子CΔUdc+T1i01+T2i02≠0 時，將導致α取值越限。而此時將α取值為-1 或者1 時，在一個開關周期內中點電荷無法全部抵消，故直流中點處仍具有較大電位波動。

由圖4可知，某一開關矢量通常具備2組基本矢量方案，如I扇區(qū)1號區(qū)內矢量的合成組分為100、000、00-1、0-1-1 和110、100、000、00-1 兩組，在其分別工作情況下，中點電荷增量ΔQ1、ΔQ2為

由式(15)可知，不同矢量組合下直流中點電荷增量ΔQ1、ΔQ2取決于小矢量00-1及100作用時長及直流側電流。故選取不同基本矢量組所對應不同中點電流，直流中點處電荷量Q1、Q2為

在直流中點處，電荷量波動越小，則對電位的影響越小。因此，對直流中點電荷量|Q1|、|Q2|進行比較并取較小值，將其對應基本矢量組作為合成矢量。具體直流中點電位控制框圖如圖7所示。

圖7 直流中點電位控制方法Fig.7 DC midpoint potential control method

3 控制策略仿真驗證及分析

3.1 系統(tǒng)參數

為驗證本文所提基于MVSPMSG 結構的最大風能跟蹤控制策略以及直流中點電位調控策略有效性及準確性，在MATLAB/Simulink 仿真軟件中搭建相應的物理仿真模型，具體模擬參數如表1 所示。

表1 10 MW MVSPMSG及變流系統(tǒng)參數Tab.1 Parameter of 10 MW PMVSPMSG and converter system

3.2 中點電位均衡調控策略仿真分析

本文分別對未采用中點電位調控方法、采用基于調制系數的中點電位調控方法以及采用調制系數與矢量組選擇協(xié)調的中點電位調控方法時中點電位平衡情況進行仿真驗證，結果如圖8 和9所示。

圖8 是否加入平衡控制時中點電位變化情況Fig.8 Midpoint potential changes with or without equilibrium control

圖9 加入矢量選擇時中點電位變化Fig.9 Midpoint potential changes when adding vector selection

由圖8、9可知，當調制度為0.8，未采用中點調控方法時，直流中點電壓在-220～280 V間脈動；采用基于調制系數的中點電位調控方法后，直流中點電壓脈動范圍降低至-75～45 V。而采用調制系數與矢量組選擇協(xié)調的中點電位調控方法后中點電位波動范圍進一步降低為-30～30 V，降低幅度高達50%，網側變流器濾波前線電壓波形為額定輸出電壓3 300 V，且電壓波形得到改善，如圖10所示。

圖10 加入矢量選擇時線電壓變化Fig.10 Line voltage curve when adding vector selection

3.3 10 MW SPMSG系統(tǒng)仿真分析

對10 MW 基于MVSPMSG的最大風能跟蹤控制策略進行仿真分析。風速設置為漸變風，0～0.6 s內風速穩(wěn)定在8 m/s，0.6～1 s增大至額定風速10.5 m/s，并在接下來的0.6 s 內保持不變，1.6 s后驟減至9 m/s直到結束。

MVSPMSG的dq軸電流波形如圖11所示。當風速驟降時，由于繞組磁鏈矢量存在負向分量，使得發(fā)電機d軸電流出現暫時脈動，但很快又趨于零值電流。而MVSPMSGq軸電流僅與轉矩有關，額定風速下定子q軸電流為峰值電流1 250 A，且2 組定子繞組dq軸電流相等。因此，只需要通過調節(jié)dq軸電壓相等，從而完成MVSPMSG功率的平均分配。

圖11 MVSPMSG的dq軸電流波形Fig.11 dq-axis current waveform of MVSPMSG

MVSPMSG定子繞組電流如圖12所示，定子繞組的電流大小和波動頻率都隨著輸入風速改變，額定風速下定子電流為額定值880 A，且2組繞組間的同相電流相位差為30°。

圖12 MVSPMSG定子繞組電流Fig.12 MVSPMSG stator winding current

MVSPMSG 系統(tǒng)直流母線電壓如圖13 所示，2 組變流器母線電壓穩(wěn)態(tài)值相同，均為設定值5 000 V 左右。風速突變情況下，2 套直流母線電壓均短時小幅波動后迅速恢復設定值，且波動幅值及波動時長相一致。

圖13 雙變流器直流母線電壓Fig.13 DC bus voltage of double converter

網側變流器的并網電壓、電流及功率等曲線如圖14、15 所示。并網相電壓保持額定輸出電壓，而相電流則跟隨輸入風速而改變，電流輸出波形較好，經FFT 計算，相電流諧波畸變率為2.47%，可以滿足設計要求。網側變流器的并網電壓及電流波動方向相同，經濾波器補償后系統(tǒng)功率由變流器流向電網。同時，并網有功功率跟隨輸出電流改變，額定風速下2 組變流器并網有功功率達到10 MW，系統(tǒng)功率因數接近1。

圖14 網側變流器并網電壓、電流Fig.14 Grid-side converter grid-connected voltage and current

圖15 單個網側變流器輸出功率Fig.15 Output power of a single grid-side converter

4 結論

研究基于MVSPMSG 的風電系統(tǒng)機側、網側變流器及直流側控制策略，得出如下結論：

1）設計了適用于MVSPMSG 搭配NPC 型變流器的機側變流系統(tǒng)最大功率跟蹤控制策略，系統(tǒng)在變輸入工況下仿真分析可得，變流器功率輸出可動態(tài)跟隨風速變化，額定風速下系統(tǒng)輸出功率達到10 MW，滿足系統(tǒng)要求且具有良好最佳風能跟蹤性能。

2）分析NPC型變流器直流中點電位平衡調控方法，提出調制系數與矢量組選擇協(xié)調中點電位調控策略，與單純采用調制系數調控方法相比，所提方法可將中點電位波動范圍降低50%左右。