李 斌 李鵬宇 溫偉杰 劉海金

（1. 智能電網(wǎng)教育部重點實驗室（天津大學(xué)） 天津 300072 2. 國網(wǎng)山西省電力公司電力科學(xué)研究院 太原 030000）

0 引言

基于模塊化多電平換流器（Modular Multilevel Converter, MMC）的柔性直流輸電技術(shù)具有不存在換相失敗、有功和無功解耦控制、諧波畸變小、拓展性好等技術(shù)優(yōu)勢，是解決風(fēng)電、光伏大規(guī)模并網(wǎng)和遠(yuǎn)距離輸送問題的有效手段[1-3]。然而，直流故障電流上升速度快、幅值高且無過零點，而電力電子設(shè)備耐浪涌能力差，對直流斷路器（DC Circuit Breaker, DCCB）的動作時間和開斷能力都提出了極高的要求[4]。

DCCB主要分為三類：固態(tài)式DCCB、混合式DCCB和機械式DCCB[5-8]。其中，機械式DCCB主要采用機械開關(guān)（Mechanical Switch, MS）、電容、金屬氧化物避雷器（Metal Oxide Arrester，MOA）等元件，具有微損耗、低成本、小體積和便于維護(hù)的優(yōu)勢，具有廣泛的應(yīng)用前景[9-11]。

在雙碳背景下，遠(yuǎn)海風(fēng)電經(jīng)柔性直流系統(tǒng)送出被認(rèn)為是海上風(fēng)電并網(wǎng)的主流技術(shù)路線[12-14]，新場景也對機械式DCCB提出了一些新要求，尤其是遠(yuǎn)海風(fēng)場換流器出口空間寶貴，也決定了機械式DCCB應(yīng)向輕型化、緊湊化的方向發(fā)展[15]。但現(xiàn)有的換流方式存在預(yù)充電系統(tǒng)耐壓高、預(yù)充電容的容量高、開斷過程的預(yù)充能量損失率高、換流時間長、小電流熄弧不穩(wěn)定的問題，成為機械式DCCB的發(fā)展瓶頸。

針對上述問題，本文給出機械式DCCB的通用換流模型和評價換流技術(shù)的性能指標(biāo)，并對照所述指標(biāo)總結(jié)現(xiàn)有機械式DCCB的換流技術(shù)缺陷，在此基礎(chǔ)上提出一種基于半控器件的諧振型機械式DCCB（Resonant Mechanical-DCCB, RM-DCCB）。隨后，研究了用于描述RM-DCCB換流特性的精確數(shù)學(xué)模型；給出了RM-DCCB的換流支路電氣參數(shù)設(shè)計方法；通過仿真驗證了參數(shù)設(shè)計的正確性以及RM-DCCB的開斷可行性。

1 機械式DCCB換流技術(shù)的性能對比

1.1 通用換流模型及性能指標(biāo)

為便于歸納對比，首先將機械式DCCB簡化為如圖1a所示拓?fù)?，包括三條并聯(lián)支路：通流支路、換流支路和吸能支路。其中，通流支路的主要部件是MS；換流支路的主要部件是高壓電容CH和電感LH；吸能支路由MOA構(gòu)成。在開斷過程中，機械式DCCB存在三次換流過程：通流支路→換流支路→吸能支路→換流支路。由于通流支路阻抗低于換流支路，第①次換流必須依靠弧柱能量或外界激勵源強迫完成；第②和第③次換流是由高壓電容的充電效應(yīng)及避雷器特性引發(fā)的自然換流過程。需要說明，第①次換流是直流開斷的關(guān)鍵難題，也是不同類型機械式DCCB的主要區(qū)別所在，因此本文所討論的換流技術(shù)特指第①次換流。

圖1 機械式DCCB簡化拓?fù)浼皳Q流模型 Fig.1 Simplified topology and commutation model of mechanical DCCB

進(jìn)一步地，將機械式DCCB的通用換流模型等效為在通流支路與換流支路形成的環(huán)路中施加電壓激勵UE，并因此產(chǎn)生振蕩電流Ios，如圖1b所示。當(dāng)Ios峰值大于待開斷電流Idc時，MS中會出現(xiàn)電流過零點。事實上，電壓激勵UE可通過MS、高壓電容CH或換流裝置施加。

若不計回路中電阻，振蕩過程相當(dāng)于UE在電容上的能量與Ios在電感中能量之間的反復(fù)轉(zhuǎn)換。Ios的峰值Ios_max和周期Tos分別近似服從式（1）和式（2）。

式中，C為換流環(huán)路的等效電容；L為換流環(huán)路的等效電感。

圖2為機械式DCCB在大電流和小電流開斷工況下的典型開斷波形。其中，Idc_b、IMS_b、UMS_b分別為大電流開斷工況下，待開斷直流電流、MS電流和MS電壓；Idc_s、IMS_s、UMS_s分別為小電流開斷工況下，待開斷直流電流、MS電流和MS電壓。如圖2所示，t1時刻DCCB收到分閘命令；t2時刻觸發(fā)換流；t3（t3_b或t3_s）為換流結(jié)束時刻，此時MS的電流過零熄弧，電路發(fā)生切換，在盈余的換流能量作用下，電容C與MS斷口雜散電容、回路雜散電感產(chǎn)生高頻振蕩。由圖2及電容充放電特性可知，熄弧之后，UMS先反向振蕩（幅值約為電容C上電壓UC的二倍），直至UC與UMS幾乎相等，再按照Idc/C的速率正向增大。為了區(qū)分上述兩個階段，定義UMS在反向振蕩過程為反向瞬態(tài)剩余電壓，在后續(xù)正向增大過程為正向暫態(tài)開斷電壓。需要說明，Idc越小，則MS弧前di/dt越大，熄弧瞬間UC越大，弧后du/dt也越大，對MS介質(zhì)恢復(fù)能力要求越高。

圖2 機械式DCCB的典型開斷波形 Fig.2 Typical interruption waveforms of mechanical DCCB

根據(jù)以上分析及機械式DCCB的工作特性，本文提出的換流技術(shù)性能評價指標(biāo)如下：

①換流時間Δtos：從換流觸發(fā)到換流結(jié)束的時間差（Δtos=t3-t2），是決定DCCB開斷速度的關(guān)鍵因素。

②充電系統(tǒng)的耐壓要求UCp：預(yù)充電容Cp的充電系統(tǒng)在開斷過程中承受的最高電壓，決定了充電系統(tǒng)絕緣難度和造價。

③預(yù)充能量Wp：與Cp及其預(yù)充電壓U0相關(guān)，決定了換流裝置的成本和體積。

④預(yù)充能量損失率S：在一個完整開斷過程中損失的能量與預(yù)充能量Wp之比，決定了機械式DCCB經(jīng)200~500ms的線路去游離時間后，若合閘到故障線路，二次開斷對充電系統(tǒng)功率或冗余能量的配置要求。

⑤機械開關(guān)熄弧壓力Pae：由MS的弧前di/dt與弧后du/dt之積決定，Pae是評價電弧能否可靠熄滅的關(guān)鍵指標(biāo)，Pae越大則滅弧難度越大[16]。

1.2 機械式DCCB的各類換流技術(shù)

根據(jù)換流過程是否需要預(yù)充電能，可將機械式DCCB分為無源型和有源型。其中，無源型包括SF6振蕩型和負(fù)荷電流開關(guān)（Load Current Switch, LCS）輔助換流型；有源型包括高壓電容直接預(yù)充電型、耦合負(fù)壓型、電壓源換流器（Voltage Source Converter, VSC）輔助換流型等。具體如下：

SF6振蕩型機械式DCCB如圖3a所示，它以SF6弧壓作為激勵UE，在LC回路中產(chǎn)生自激振蕩電流[17-20]。受限于SF6的弧壓水平及建立速度，該類DCCB的最大開斷電流約為6kA，動作時間30~40ms，一般僅用作常規(guī)直流工程的轉(zhuǎn)換開關(guān)[21]。需要說明，SF6的負(fù)阻性使Ios振蕩上升，則Idc（IMS）總能在較接近Ios峰值的瞬間被成功換流，此時的Pae較小，有利于小電流的可靠開斷[22-23]。

圖3 無源換流型機械式DCCB Fig.3 Passive commutation mechanical DCCB

LCS輔助換流型機械式DCCB如圖3b所示，LCS的關(guān)斷電壓即為UE，但LCS的通態(tài)損耗較高，需要可靠的散熱系統(tǒng)[24-25]。此外，由于所整定的Ios首峰值較大，快速真空開關(guān)（Fast Vacuum Switch, FVS）開斷小電流時熄弧壓力Pae較大。

高壓電容直接預(yù)充電型DCCB如圖4a所示，利用開關(guān)S與充電電阻Rc從直流電網(wǎng)取電，充電可靠性較低[26-27]。該方案通過觸發(fā)球隙控制預(yù)充能量釋放。由于電壓激勵UE瞬間施加在換流回路，Ios首峰值較大，使小電流開斷工況的熄弧壓力較大。此外，為使DCCB每次開斷后恢復(fù)初始狀態(tài)，需要釋放CH的開斷電壓，導(dǎo)致預(yù)充能量損失率S較高。

耦合負(fù)壓型機械式DCCB拓?fù)淙鐖D4b所示，通過耦合變壓器實現(xiàn)了充電系統(tǒng)與高壓側(cè)的隔離，其利用低壓側(cè)的晶閘管（Solicon Controlled Rectifier, SCR）觸發(fā)電壓激勵UE[28-30]。然而，變壓器的耦合效率有限，無法將低壓側(cè)的Wp完全利用[31]；耦合電感L2使換流回路L增大，即增大了換流所需的能量。此外，該方案仍存在預(yù)充能量損失率高和熄弧壓力大的問題。 DCCB進(jìn)行改進(jìn)。

表1 換流技術(shù)對比 Tab.1 Comparison of commutation technology

2 基于半控器件的RM-DCCB工作原理

2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理

本文提出的基于半控器件的RM-DCCB拓?fù)淙鐖D5所示，它包括三條并聯(lián)支路。其中，通流支路由FVS構(gòu)成；換流支路由電感LH、高壓電容CH和方波激勵源②（低壓預(yù)充電容Cp及四個快速晶閘管SCR）構(gòu)成，為降低Cp及其充電系統(tǒng)耐壓要求，Cp取值應(yīng)遠(yuǎn)大于CH；吸能支路由MOA構(gòu)成。

圖4 傳統(tǒng)有源換流型機械式DCCB Fig.4 Traditional active commutation mechanical DCCB

不同于傳統(tǒng)有源型機械式DCCB，文獻(xiàn)[32]利用IGBT的高頻投切，控制Cp多次向換流支路施加激勵，形成了類似于全橋MMC子模塊的方波激勵源（見后文圖5方波激勵源①），因此被稱為VSC輔助換流型。該拓?fù)涞腎os波形與SF6振蕩型相同，減小了MS的熄弧壓力。此外，它將較大的Cp置于橋型結(jié)構(gòu)中，降低了預(yù)充電系統(tǒng)的耐壓要求及每次開斷的能量損失率，是一種頗具潛力的有源諧振型機械式DCCB。

基于1.1節(jié)的評價指標(biāo)，將所述的五種機械式DCCB的換流技術(shù)對比結(jié)果示于表1中。

由表1可知，與傳統(tǒng)機械式DCCB相比，VSC輔助換流型DCCB綜合優(yōu)勢明顯。然而，文獻(xiàn)[32]所給出的Ios表達(dá)式由于未考慮預(yù)充電壓跌落而不夠精確，無法準(zhǔn)確指導(dǎo)RM-DCCB的換流支路電氣參數(shù)設(shè)計。此外，雖然IGBT的控制靈活，但其耐浪涌能力差且單管成本高，限制了其經(jīng)濟性優(yōu)勢。基于上述分析，本文將從換流技術(shù)著手，對機械式

圖5 RM-DCCB拓?fù)?Fig.5 Topology of RM-DCCB

在圖5中，Idc為總的直流電流，ILCP為通流支路電流，ICCP為換流支路電流，IEAP為流經(jīng)吸能支路的電流；UE為方波激勵源②的對外電壓，它的初值等于預(yù)充電壓U0。

正常運行時，Idc流經(jīng)通流支路的FVS。開斷直流電流時，RM-DCCB的典型開斷波形如圖6所示。

（1）t1時刻，RM-DCCB收到分閘命令，F(xiàn)VS的動、靜觸頭分離并燃弧。

（2）t2時刻，F(xiàn)VS達(dá)到安全開距，按照預(yù)先設(shè)置的時序觸發(fā)方波激勵源。當(dāng)換流支路的固有頻率與方波激勵源的觸發(fā)頻率相同，可產(chǎn)生幅值遞增的諧振電流Ios，也即t2~t3階段內(nèi)的換流支路電流ICCP。

圖6 RM-DCCB的典型開斷波形 Fig.6 Typical interruption waveforms of RM-DCCB

（3）t3時刻，ILCP在Ios的疊加作用下過零，則FVS中的電弧熄弧，Idc全部轉(zhuǎn)移到換流支路，并對該支路中的電容充電。

（4）t4時刻，換流支路兩端電壓達(dá)到MOA參考電壓，MOA從高阻態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)榈妥钁B(tài)，ICCP逐漸轉(zhuǎn)移至吸能支路，Idc在MOA殘壓作用下開始衰減。

（5）t5時刻，Idc被衰減至零。

2.2 RM-DCCB的換流特性

振蕩電流Ios決定了機械式DCCB的換流能力，而RM-DCCB的Ios不同于傳統(tǒng)機械式DCCB，其本質(zhì)是一種幅值遞增的串聯(lián)諧振電流，典型的波形如圖7所示。為精確描述其換流特性，本節(jié)從諧振電流Ios的產(chǎn)生過程入手，旨在厘清RM-DCCB的換流數(shù)學(xué)模型，并作為參數(shù)設(shè)計的基礎(chǔ)。

圖7 RM-DCCB電氣量示意圖 Fig.7 Diagram of electrical quantity of RM-DCCB

2.2.1 諧振特性分析

結(jié)合圖8分析Ios的諧振過程，圖中向上（藍(lán)色）、向下（綠色）箭頭分別代表對應(yīng)電氣量的增加和下降。在此明確兩個假設(shè)：①通流支路與換流支路形成的回路中電阻很小，可忽略不計；②為得到Ios的粗略表達(dá)式，考慮到Cp?CH，不妨先忽略Ios產(chǎn)生過程中預(yù)充電壓U0的跌落，其波形如圖7所示，隨后在推導(dǎo)精確表達(dá)式時再進(jìn)行修正。

圖8 Ios的產(chǎn)生與SCR導(dǎo)通路徑 Fig.8 Generation of Ios and conduction path of SCR

如圖8a所示，在首個周期觸發(fā)對角線橋臂的SCR2和SCR3，隨后撤除該觸發(fā)信號，由于SCR過零才能有效關(guān)斷，則Cp將對外持續(xù)放電并產(chǎn)生逆時針流動的Ios，該電流逐漸增大并對CH充電，CH的電壓UCH也會增大，當(dāng)Ios達(dá)到逆時針方向峰值時，Ios的變化率為零，意味著此時電感LH上的壓降也為零；由基爾霍夫電壓定律可知，此時UCH=U0。

如圖8b所示，由于電感LH的續(xù)流作用，Ios的幅值雖然在沿逆時針方向減小，但仍會對CH充電，直到Ios下降至零時，Ios的變化率最大，LH的壓降最大。此時，UCH達(dá)到首個峰值2U0，Ios過零改變方向，SCR2和SCR3在過零點關(guān)斷。

如圖8c所示，Ios過零后變?yōu)轫槙r針方向增大，為了確保Ios的振蕩峰值越來越大，在圖8c的初始時刻，需要改變Cp對外電壓方向，即觸發(fā)SCR1和SCR4，隨后Cp繼續(xù)對CH施加能量，當(dāng)Ios達(dá)到順時針峰值時，UCH會變?yōu)橛艺筘?fù)。

如圖8d所示，Ios從順時針峰值下降并繼續(xù)對CH充電，直到UCH達(dá)到右正左負(fù)的峰值4U0。

隨后的UCH電壓將按照6U0、8U0、10U0…的規(guī)律疊加上升，具體的推導(dǎo)過程不再贅述。

2.2.2 換流數(shù)學(xué)模型

由上述分析可知，當(dāng)不計U0跌落時，若RMDCCB每組對角線橋臂SCR2和SCR3（或SCR1和SCR4）的觸發(fā)頻率等于換流支路的固有頻率LCf，則每半波周期內(nèi)UCH的峰值上升2U0。此外，Ios可看作是CH與Cp串聯(lián)形成的總激勵源UE對LH充放電形成的二階振蕩電流，由于Cp?CH，總等效電容約等于CH，則Ios的振蕩角頻率ω及固有頻率LCf可分別由式（3）、式（4）表示，其峰值Ios_max可由式（5）計算[32]。

以式（5）為基礎(chǔ)，結(jié)合UCH上升規(guī)律，并考慮到首半波內(nèi)UCH的幅值與U0方向相反，可得Ios隨時間t變化的簡略表達(dá)式為

式中，n為Ios(t)處于第n個半波周期；ceil(·)為向上取整函數(shù)。

然而，在精確設(shè)計RM-DCCB換流支路電氣參數(shù)時需考慮U0在放電過程中的跌落，如圖7的黑色線所示。事實上，方波激勵源的電容Cp對CH及LH的放電是一個能量轉(zhuǎn)移的過程，結(jié)合圖7及能量守恒定律可知，CH在電壓為零的瞬間儲能為零，此時Ios達(dá)到半波內(nèi)的峰值，相當(dāng)于Cp釋放的能量全部轉(zhuǎn)移到LH，因此可得

式中，Ios_max_(n-1)為第n-1個半波周期的Ios峰值；UE_(n)為方波激勵源在第n個半波周期的電壓峰值。

進(jìn)一步利用迭代法，即在n每增加1時，將式（9）中電壓幅值增加2|UE_(n)|，可得到振蕩電流隨時間的精確解析表達(dá)式Ios(t)，也即描述RM-DCCB換流特性的數(shù)學(xué)模型。

3 RM-DCCB換流支路電氣參數(shù)設(shè)計

3.1 參數(shù)設(shè)計方法

本節(jié)參數(shù)設(shè)計的目的是在滿足RM-DCCB快速、可靠開斷要求的前提下，尋找換流支路電氣參數(shù)（高壓電容CH，預(yù)充電容Cp及其預(yù)充電壓U0、電感LH）的最優(yōu)組合，以實現(xiàn)RM-DCCB的緊湊化、低成本。為此，結(jié)合RM-DCCB的換流特性及開斷過程，給出如下5個約束條件及1個優(yōu)化目標(biāo)。

約束①：為確保直流電流的可靠換流，振蕩電流峰值應(yīng)大于待開斷直流電流最大值。

約束②：為實現(xiàn)快速開斷，t1~t4階段對應(yīng)的截斷時間應(yīng)小于5ms[33]。

約束③：為防止FVS重?fù)舸?，t3~t4階段內(nèi)UCH的增長速度應(yīng)小于FVS介質(zhì)強度UFVS_d恢復(fù)速度。

約束④：為保證快速SCR安全，換流支路固有頻率fLC應(yīng)小于SCR的極限工作頻率fSCR_max。

約束⑤：為降低元件耐壓要求，應(yīng)確保Cp及其充電系統(tǒng)無明顯過電壓，根據(jù)串聯(lián)電容分壓原理可得

式中，UCp為Cp在暫態(tài)開斷過程中承受的電壓；UMOA為MOA的最高電壓；k為可靠系數(shù)。

優(yōu)化目標(biāo)：為降低RM-DCCB的體積和成本，其總電容容量WS應(yīng)盡可能小。

在上述約束條件及優(yōu)化目標(biāo)的指導(dǎo)下，可得到如圖9所示的參數(shù)設(shè)計方法（圖9中序號與約束條件的序號相對應(yīng)），并在3.2節(jié)展示設(shè)計示例。

圖9 換流支路電氣參數(shù)設(shè)計方法步驟 Fig.9 Step diagram of electrical parameter design method of commutation path

3.2 參數(shù)設(shè)計示例

以額定電壓Urate為100kV，額定電流Irate為3kA，最大開斷電流Idc_max為20kA的RM-DCCB為例，F(xiàn)VS的動作時間為3ms，則Ios_max需在1ms內(nèi)達(dá)到20kA（對應(yīng)約束①）。

Irate對應(yīng)CH充電最慢工況，則將式（11）的Idc代換為Irate，即可得CH最大值為30μF（對應(yīng)約束②）。

由于FVS的介質(zhì)強度恢復(fù)速度約為1kV/μs[34]，考慮Idc_max為CH充電最快工況，由式（11）可得CH最小值為20μF（對應(yīng)約束③）。

限于現(xiàn)有商用快速晶閘管的技術(shù)水平（fSCR_max約為10kHz），則fLC需小于10kHz。因已知CH不小于20μF，由式（4）可得LH應(yīng)大于12.67μH?，F(xiàn)有100kV電壓等級的DCCB的雜散電感約為50μH[35]，為減小換流難度，將LH取作雜散電感（對應(yīng)約束④）。

由于MOA的電壓比約為1.6倍[34]，則考慮一定的裕量，UMOA也不超過170kV。由式（13）可知，在CH、U0及k確定的情況下，Cp存在一個下限（對應(yīng)約束⑤）。

隨后，以式（6）和式（9）為基礎(chǔ)，利用枚舉法進(jìn)行優(yōu)化。從CH最小值20μF開始，設(shè)k為1.2，將U0的變化范圍設(shè)置為2 000~3 000V，變化步長取為50V，令Cp從最小值以0.5mF步長增長，可得到如圖10a所示的，1ms內(nèi)可開斷20kA電流的所有U0、Cp組合。取容量最小組合，即U0為2 100V，Cp為8.1mF。

之后，令CH以1μF步長增長，得到CH變化時對應(yīng)的Cp和U0最優(yōu)取值，并在圖10b中示出這些工況下的Cp的容量WCp、CH的容量WCH和總電容容量WS。取WS最小組合，即LH、CH、Cp、U0分別為50μH、20μF、8.1mF、2.1kV。

圖10 換流支路參數(shù)優(yōu)化結(jié)果 Fig.10 Parameters optimization results of current commutation path

4 仿真驗證及方案對比

4.1 換流模型及參數(shù)設(shè)計方法驗證

以圖10b對應(yīng)的最優(yōu)參數(shù)為例，對換流數(shù)學(xué)模型及參數(shù)設(shè)計的正確性進(jìn)行驗證。圖11a的Ios解析計算結(jié)果源于式（6）和式（9），它與PSCAD的仿真結(jié)果基本吻合，說明2.2節(jié)的數(shù)學(xué)模型足夠準(zhǔn)確。此外，如圖11a所示，Ios在1ms內(nèi)能恰好達(dá)到20kA；由圖11b可知，開斷3kA電流時，CH充電時間（從電流熄弧時刻到吸能支路導(dǎo)通的時間段）約為782.3μs，證明了參數(shù)設(shè)計方法的正確性。

圖11 換流數(shù)學(xué)模型及參數(shù)設(shè)計正確性驗證 Fig.11 Correctness verification of commutation mathematical model and parameter design

4.2 故障開斷仿真

以一個±500kV四端直流電網(wǎng)進(jìn)行仿真分析，其結(jié)構(gòu)如圖12所示，參數(shù)見表2。

在PSCAD/EMTDC中搭建如圖12所示仿真模型，RM-DCCB采用5個100kV模塊串聯(lián)的方案以降低FVS的單斷口耐壓[36]，其中每個100kV模塊參數(shù) 取3.2節(jié)的優(yōu)化值，得到如圖13所示的故障開斷波形。

圖12 四端雙極直流電網(wǎng)結(jié)構(gòu) Fig.12 Configuration of four-terminal bipolar DC grid

表2 四端雙極直流電網(wǎng)參數(shù) Tab.2 Parameter of four-terminal bipolar DC grid

在圖13a中，t0為0.6s時發(fā)生故障；t1為0.601 0s時，F(xiàn)VS的動、靜觸頭分離并燃弧；t2為0.603 0s時，按照換流支路固有頻率輪流導(dǎo)通快速晶閘管SCR2、SCR3或SCR1、SCR4；t3為0.603 4s時，Idc過零并轉(zhuǎn)移到換流支路；t4為0.603 8s時，換流支路的電壓達(dá)到MOA參考電壓，則MOA被導(dǎo)通并迫使Idc（IEAP）下降；t5為0.610 8s時，Idc在接近零 時被殘余電流開關(guān)開斷。

圖13 故障電流開斷波形Fig.13 Interruption waveforms of fault current

由圖13b可知，Cp在換流階段對外呈現(xiàn)的電壓激勵UE頻繁改變正負(fù)極性，且Cp的電壓UCp波動很小，即Cp及其充電系統(tǒng)的耐壓要求較低。此外，SCR1~SCR4的耐壓U1、U2、U3、U4均小于3kV，這也是將RM-DCCB歸為機械式DCCB的原因。

由圖13c可知，5個100kV的RM-DCCB模塊總殘壓UMOA為780（156×5）kV，足以迫使Idc衰減。由UCH波形可知，它在方波激勵源的充電作用下振蕩上升，這也是Ios能夠振蕩增大的原因。

4.3 方案對比

以文獻(xiàn)[9, 18, 24, 27]所示的機械式DCCB與本文RM-DCCB對比，將其所需的電容容量均轉(zhuǎn)換為100kV×10kA開斷容量下的等效值，對應(yīng)的結(jié)果見表3。其中，CH、Cp折合后的容量WCH_1000MW、WCp_1000MW可分別參考式（15）、式（16）。

表3 不同拓?fù)涞男阅軐Ρ?Tab.3 Performance comparison of different topologies

由表3可知，RM-DCCB的技術(shù)優(yōu)勢如下：換流時間可達(dá)傳統(tǒng)有源型機械式DCCB同等水平（開斷速度快）；充電系統(tǒng)耐壓要求大幅降低（研制難度低）；需配置電容的總?cè)萘孔畹停w積、成本小）；每次開斷的預(yù)充能量損失率最低（易于實現(xiàn)短時間內(nèi)的快速充電及再次開斷）。

此外，為對比半控型與全控型RM-DCCB的換流性能，將其Ios波形示于圖14中。由于IGBT的控制靈活且關(guān)斷時間小于1μs；而快速SCR存在約10μs的恢復(fù)時間，會造成一定的關(guān)斷延時[37]。在SCR恢復(fù)期間，Ios通過SCR的反并聯(lián)二極管續(xù)流。為保證前組SCR的可靠關(guān)斷，以防止Cp短路，需適當(dāng)延遲下組SCR的觸發(fā)；在此期間，Cp無法對CH充電，因此Ios峰值比全控型略?。ㄒ员疚膿Q流參數(shù)仿真，相差約3%）。Ios峰值相差較小的原因是：如圖14所示，SCR恢復(fù)階段的諧振電流Ios接近于零點，其積分面積（對外充電）也較小。

圖14 半控型與全控型RM-DCCB的IosFig.14 Ios of semi and fully controlled RM-DCCB

可見，快速SCR在提升RM-DCCB經(jīng)濟性的同時，略微降低了其參數(shù)匹配及換流能力。上述現(xiàn)象意味著半控型RM-DCCB開斷相同幅值直流電流時，可能需要多等待一個振蕩周波，但考慮到目前機械式DCCB換流頻率約為數(shù)千赫茲[38]，即便多等待一個周波時間（約百微秒）也是可以接受的。

5 結(jié)論

為降低機械式DCCB的換流時間、充電系統(tǒng)耐壓要求、預(yù)充能量、能量損失率、機械開關(guān)熄弧壓力，促進(jìn)機械式DCCB的輕型化發(fā)展，提出一種基于快速晶閘管的RM-DCCB。研究了RM-DCCB的換流特性及參數(shù)設(shè)計方法，基于PSCAD/EMTDC的仿真驗證了上述內(nèi)容的正確性。具體結(jié)論如下：

1）不同機械式DCCB的換流過程可描述為電壓激勵在LC回路引發(fā)的振蕩過程，其換流能力由電壓激勵及換流回路的電容、電感決定。

2）通過精確控制快速晶閘管的導(dǎo)通時間，確保電壓激勵的頻率與換流支路固有頻率相同，使RMDCCB產(chǎn)生串聯(lián)諧振現(xiàn)象，可實現(xiàn)不同幅值直流電流的可靠換流。

3）基于雙電容構(gòu)造的換流支路，在換流過程中需考慮預(yù)充電容的電壓跌落，實現(xiàn)RM-DCCB電氣參數(shù)的準(zhǔn)確設(shè)計。