謝 非，張洪浩，周曉云

（株洲中車時(shí)代電氣股份有限公司，湖南 株洲412001）

0 引言

工業(yè)變流產(chǎn)品應(yīng)用領(lǐng)域較廣，不同行業(yè)對(duì)變流器的性能指標(biāo)要求不盡相同，總體呈高效、低損耗趨勢(shì)［1-3］，因此三電平拓?fù)浔粡V泛應(yīng)用于各類變流器的主電路設(shè)計(jì)中。與傳統(tǒng)的兩電平拓?fù)渥兞髌飨啾容^，三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有對(duì)器件耐受電壓和輸出電壓諧波含量要求相對(duì)較低、濾波電容器和電感器的體積相應(yīng)顯著減小等優(yōu)勢(shì)［4-8］。三電平拓?fù)渲饕獮镹PC型結(jié)構(gòu)，其運(yùn)行于整流工況或進(jìn)行無(wú)功補(bǔ)償時(shí)，由于存在較復(fù)雜的長(zhǎng)換流路徑，內(nèi)管會(huì)承受較高的尖峰電壓；同時(shí)，受其對(duì)應(yīng)的調(diào)制策略影響，內(nèi)、外管損耗嚴(yán)重不均衡，這些因素不利于變流器功率模塊工作及其散熱。針對(duì)以上缺點(diǎn)同時(shí)兼顧成本因素，對(duì)NPC三電平拓?fù)溥M(jìn)行優(yōu)化，得到ANPC型三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。結(jié)合一定的控制策略，ANPC型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可在一定程度上均衡內(nèi)、外管損耗，同時(shí)降低器件所承受的關(guān)斷過(guò)電壓［9］。

目前，國(guó)內(nèi)外針對(duì)ANPC三電平拓?fù)浞矫娴难芯枯^多；但根據(jù)該拓?fù)?，詳?xì)分析各工況下的換流狀態(tài)并根據(jù)換流狀態(tài)計(jì)算各開(kāi)關(guān)管損耗方面的研究較少。本文主要基于ANPC三電平拓?fù)?，詳?xì)分析了各工況下的換流狀態(tài)，提出了兩種不同的調(diào)制方法，并對(duì)不同工況下各開(kāi)關(guān)管損耗進(jìn)行詳細(xì)的分析計(jì)算。

1 ANPC型三電平拓?fù)?/h2>

目前較為常見(jiàn)的ANPC型三電平拓?fù)溆谐Ｒ?guī)型（圖1）和混合型（圖2）兩種結(jié)構(gòu)。兩種拓?fù)涞谋举|(zhì)結(jié)構(gòu)基本相同；為適配不同的控制策略，更換部分器件類型以加以區(qū)分。常規(guī)型ANPC拓?fù)?，其所有開(kāi)關(guān)可采用同類型IGBT開(kāi)關(guān)器件，這樣便于大功率變流模塊的并聯(lián)擴(kuò)容設(shè)計(jì)，但調(diào)制策略相對(duì)而言較復(fù)雜?；旌闲虯NPC拓?fù)?，其?nèi)管VT2和VT3用可以高頻開(kāi)關(guān)動(dòng)作的SiC MOSFET替代，調(diào)制方法相對(duì)較簡(jiǎn)單，在集成的功率模塊中能夠得到很好的應(yīng)用，但不利于大功率變流器模塊的設(shè)計(jì)［10］。

圖1 常規(guī)型ANPC三電平拓?fù)銯ig.1 Three-level topology of conventional ANPC

圖2 混合型ANPC三電平拓?fù)銯ig.2 HybridANPC three-level topology

2 調(diào)制策略

表1 調(diào)制策略一Tab.1 Control strategy I

圖3示出調(diào)制波與載波信號(hào)。將調(diào)制波正半波與載波1進(jìn)行比較，得到VT1和VT5的動(dòng)作信號(hào)，此時(shí)段VT2保持常開(kāi)狀態(tài)；調(diào)制波負(fù)半波與載波2進(jìn)行比較，可得到VT4和VT6的動(dòng)作信號(hào)，此時(shí)段VT3保持常開(kāi)狀態(tài)。

圖3 調(diào)制波與載波信號(hào)Fig.3 Modulation waveform and carrier signal

常規(guī)型ANPC三電平拓?fù)涓鏖_(kāi)關(guān)管對(duì)應(yīng)的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)仿真波形如圖4所示。

圖4 常規(guī)型ANPC拓?fù)涓髌骷_(kāi)關(guān)信號(hào)Fig.4 Switch signals of devices in conventional ANPC topology

相較常規(guī)型ANPC三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，混合型ANPC拓?fù)鋬?nèi)管VT2和VT3以SiC MOSFET代替原始的Si IGBT，即VT1、VT4、VT5、VT6為工頻管，VT2、VT3為高頻管；同時(shí)采用調(diào)制策略PWM2（表2）。由于SiC MOSFET在相同的工作電壓下可實(shí)現(xiàn)更高的工作開(kāi)關(guān)頻率和耐受更高的工作結(jié)溫［12］，因此，該種拓?fù)漭^適用于開(kāi)關(guān)頻率要求較高的變流系統(tǒng)。

在調(diào)制波正半波周期內(nèi)，VT1和VT6保持常開(kāi)狀態(tài)；在調(diào)制波負(fù)半波周期內(nèi)，VT4和VT5保持常開(kāi)狀態(tài)；整個(gè)工頻周期內(nèi)，VT2和VT3門(mén)極信號(hào)互補(bǔ)交替導(dǎo)通。相較PWM1調(diào)制策略，PWM2調(diào)制方法（表2）更為簡(jiǎn)單，其對(duì)應(yīng)的各開(kāi)關(guān)管的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)仿真波形如圖5所示。

表2 調(diào)制策略二Tab.2 Control strategy II

圖5 混合型ANPC拓?fù)涓髌骷_(kāi)關(guān)信號(hào)Fig.5 Switch signals of devices in hybridANPC topology

3 換流回路分析

下面將以整流工況和逆變工況來(lái)介紹2種不同調(diào)制方法的換流方式。

3.1 常規(guī)型ANPC拓?fù)?/h3>

常規(guī)型ANPC拓?fù)洳捎肞WM1調(diào)制方法，其換流過(guò)程如圖6所示。

圖6 常規(guī)型ANPC拓?fù)銹WM1調(diào)制策略換流過(guò)程Fig.6 Commutation process of conventional ANPC topology with PWM1 control strategy

3.1.1 逆變工況

3）進(jìn)行教學(xué)準(zhǔn)備，包括設(shè)計(jì)課程單元、導(dǎo)入素材和布置作業(yè)等。將電工電子技術(shù)課程分成電路分析、電工設(shè)備、電機(jī)控制、安全用電、電工儀表和測(cè)量、模擬電子技術(shù)和數(shù)字電子技術(shù)七個(gè)大的模塊，然后在每個(gè)模塊下又劃分了若干個(gè)知識(shí)單元。將各知識(shí)單元的課程視頻或微課上傳至課程管理系統(tǒng)。

該工況下，當(dāng)U>0，I>0時(shí)，VT1和VT2開(kāi)通，電流路徑為P-VT1-VT2-AC，其中“P”指電源電壓正極，“AC”指模塊交流端。當(dāng)VT1由導(dǎo)通狀態(tài)切換到關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，VT5將由關(guān)斷狀態(tài)切換到開(kāi)通狀態(tài)，電流路徑將由P-VT1-VT2-AC端轉(zhuǎn)換為0-D5-VT2-AC端。該種工作狀態(tài)不斷切換，致使VT1和VT5產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗和通態(tài)損耗，D5產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗，VT2產(chǎn)生通態(tài)損耗。

當(dāng)U<0，I<0時(shí)，VT3和VT4導(dǎo)通，電流流通路徑為AC-VT3-VT4-N，其中“N”指電源電壓負(fù)極。當(dāng)VT4由導(dǎo)通狀態(tài)切換到關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，VT6將由關(guān)斷狀態(tài)切換到開(kāi)通狀態(tài)，此時(shí)電流路徑將由AC-VT3-VT4-N轉(zhuǎn)換為AC-VT3-D6-0，其中“0”指電源零線。該種工作狀態(tài)的不斷切換，致使VT4和VT6產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗和通態(tài)損耗，D6產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗，VT3管產(chǎn)生通態(tài)損耗。

3.1.2 整流工況

該工況下，當(dāng)U<0，I>0時(shí)，N狀態(tài)下，VT3和VT4導(dǎo)通，電流流通路徑為N-D4-D3-AC端。當(dāng)VT4關(guān)斷、VT6導(dǎo)通時(shí)，D4承受反向電壓而截止，電流路徑由ND4-D3-AC端轉(zhuǎn)換為0-VT6-D3-AC端，N狀態(tài)和0-狀態(tài)不斷切換，致使VT4和VT6產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗和通態(tài)損耗，D4產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗，D3僅產(chǎn)生通態(tài)損耗。

當(dāng)U>0，I<0時(shí)，P狀態(tài)下，VT1和VT2導(dǎo)通，電流路徑為AC端-D2-D1-P。當(dāng)VT1關(guān)斷VT5導(dǎo)通時(shí)，D1承受反向電壓截止，電流路徑由AC端-D2-D1-P轉(zhuǎn)換為AC端-D2-VT5-0，P狀態(tài)和0+狀態(tài)不斷切換，致使VT1和VT5產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗和通態(tài)損耗，D1產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗，VT2和D2產(chǎn)生通態(tài)損耗。

3.2 混合型ANPC拓?fù)?/h3>

混合型ANPC拓?fù)洳捎肞WM2調(diào)制方法，其換流過(guò)程如圖7所示。

圖7 混合型ANPC拓?fù)銹WM2調(diào)制策略換流過(guò)程Fig.7 Commutation process of hybrid ANPC topology with PWM2 control strategy

3.2.1 逆變工況

該工況下，當(dāng)U>0，I>0時(shí)，P狀態(tài)下，VT1、VT2、VT6導(dǎo)通，此時(shí)電流路徑為P-VT1-VT2-AC端。當(dāng)VT2關(guān)斷、VT3導(dǎo)通時(shí)，電流路徑由P-VT1-VT2-AC端轉(zhuǎn)換到0-VT6-D3-AC端，完成續(xù)流。在P狀態(tài)和0+狀態(tài)不斷切換的過(guò)程中，VT2和VT3產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗，VT1和VT6產(chǎn)生通態(tài)損耗，D3產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗。

當(dāng)U<0，I<0時(shí)，N狀態(tài)下，VT3狀態(tài)和VT4和VT5導(dǎo)通，此時(shí)電流路徑為AC端-VT3-VT4-N。當(dāng)VT3關(guān)斷、VT2導(dǎo)通時(shí)，電流路徑將由AC-VT3-VT4-N轉(zhuǎn)換到AC端-D2-VT5-0以完成續(xù)流。在N狀態(tài)和0-開(kāi)關(guān)狀態(tài)不斷切換的過(guò)程中，VT2和VT3產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗，VT4和VT5產(chǎn)生通態(tài)損耗，D2管產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗。

3.2.2 整流工況

該工況下，當(dāng)U>0，I<0時(shí)，P狀態(tài)下，VT1、VT2、VT6導(dǎo)通，其他開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，此時(shí)電流路徑為AC-D2-D1-P。當(dāng)VT2關(guān)斷、VT3導(dǎo)通時(shí)，D2截止、承受反向電壓，電流路徑由AC-D2-D1-P轉(zhuǎn)換到AC-VT3-D6-0。在P和0+開(kāi)關(guān)狀態(tài)的不斷切換中，開(kāi)關(guān)管VT2和VT3產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗，D1和D6產(chǎn)生通態(tài)損耗，D2產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗。

當(dāng)U<0，I>0時(shí)，N狀態(tài)下，VT3、VT4、VT5導(dǎo)通，其他開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，此時(shí)電流路徑為N-D4-D3-AC端。當(dāng)VT3關(guān)斷、VT2導(dǎo)通時(shí)，D3承受反向電壓而截止，電流路徑由N-D4-D3-AC端轉(zhuǎn)換到0-D5-VT2-AC端。在N狀態(tài)和0-開(kāi)關(guān)狀態(tài)不斷切換的過(guò)程中，開(kāi)關(guān)管VT2和VT3產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗，D4和D5產(chǎn)生通態(tài)損耗，D3產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗。

4 損耗計(jì)算

相較NPC拓?fù)?，ANPC拓?fù)淇稍谝欢ǔ潭壬蠈?shí)現(xiàn)內(nèi)、外管開(kāi)關(guān)損耗的平衡；但對(duì)于不同的調(diào)制策略，各開(kāi)關(guān)器件的損耗不盡相同。功率器件的損耗主要包括通態(tài)損耗和開(kāi)關(guān)損耗［13-14］。下面通過(guò)仿真測(cè)試在不同調(diào)制方法下各開(kāi)關(guān)器件的電流波形，分析計(jì)算各開(kāi)關(guān)管的損耗。

4.1 PWM1調(diào)制方法下通態(tài)損耗

根據(jù)PWM1調(diào)制策略，仿真得到正半波調(diào)制時(shí)各器件對(duì)應(yīng)的電流波形（以流入IGBT器件電流方向?yàn)檎较颍?，具體如圖8所示。

圖8 PWM1調(diào)制策略下變流器正半波輸入時(shí)各開(kāi)關(guān)管電流仿真波形Fig.8 Simulation output current waveform of each switch in condition of positive half-wave input current for the converter with PWM1 control method

假設(shè)模塊輸出電流為

式中：Im——模塊輸出電流峰值；ω0——電流角頻率；φ——功率因數(shù)角。

因各器件開(kāi)關(guān)損耗正、負(fù)半波對(duì)稱分布，下面以正半波為例計(jì)算各器件的通態(tài)損耗。設(shè)VT1、VT2、VT5的通態(tài)損耗依次為PT1C、PT2C、PT5C，根據(jù)仿真波形并結(jié)合換流回路分析可知：

式中：iDi（k）——在各開(kāi)關(guān)點(diǎn)流經(jīng)二極管Di的通態(tài)電流，i=1，2，...，6；uDi（k）——iDi（k）對(duì)應(yīng)的二極管通態(tài)電壓；iTi（k）——各開(kāi)關(guān)點(diǎn)流經(jīng)IGBT的通態(tài)電流；uTi（k）——iTi（k）對(duì)應(yīng)的IGBT通態(tài)電壓；D（k）——開(kāi)關(guān)占空比；TC——開(kāi)關(guān)周期；fC——開(kāi)關(guān)頻率；T0——輸出電流周期；f0——工頻。

當(dāng)載波頻率遠(yuǎn)大于工頻時(shí)，式（2）和式（4）可分別轉(zhuǎn)化為積分形式：

4.2 PWM1調(diào)制方法下開(kāi)關(guān)損耗

下面進(jìn)行PWM調(diào)制方法下各器件開(kāi)、關(guān)損耗的計(jì)算。設(shè) VT1、VT2、VT5 開(kāi)關(guān)損耗分別為 PT1S、PT2S、PT5S，通過(guò)類似通態(tài)損耗的計(jì)算方法可得

4.3 PWM2調(diào)制方法下開(kāi)關(guān)管損耗

根據(jù)PWM調(diào)制策略，仿真得到正半調(diào)制波時(shí)各器件對(duì)應(yīng)的電流波形，具體如圖9所示。

圖9 控制方法PWM2下正半波各開(kāi)關(guān)管電流仿真波形Fig.9 Simulation output current waveform of each switch in condition of positive half-wave input current for the converter with PWM2 control method

按照相同方法，可推導(dǎo)出采用PWM2調(diào)制方法時(shí)各管對(duì)應(yīng)通態(tài)損耗和開(kāi)關(guān)損耗的表達(dá)式，具體如下：

5 計(jì)算仿真分析

三電平大功率變流器模塊的研究開(kāi)發(fā)主要基于常規(guī)型ANPC拓?fù)溆布Y(jié)構(gòu)的配置。為了簡(jiǎn)化計(jì)算、便于對(duì)比，下面主要針對(duì)常規(guī)型ANPC拓?fù)洌?jì)算和仿真分別采用PWM1和PWM2調(diào)制方法時(shí)對(duì)應(yīng)的各管損耗，IGBT器件型號(hào)為FF600R17M4。計(jì)算和仿真條件參數(shù)見(jiàn)表3。

表3 計(jì)算和仿真條件參數(shù)Tab.3 Condition parameters of calculation and simulation

PWM2調(diào)制策略在整流和逆變工況下，各開(kāi)關(guān)管的損耗計(jì)算與仿真結(jié)果對(duì)比如圖10所示。通過(guò)對(duì)比可知，計(jì)算結(jié)果與仿真結(jié)構(gòu)較為相近。3種不同調(diào)制方法同工況下各開(kāi)關(guān)管損耗如圖11所示。

圖10 采用PWM2調(diào)制方法功率因數(shù)為1和-1時(shí)各管損耗的計(jì)算值與仿真值對(duì)比Fig.10 Comparison between calculated loss and simulation loss of each device of the converter with PWM2 control method when power factor is 1 and-1

圖11 同工況下采用3種不同控制方法損耗對(duì)比Fig.11 Loss comparison of each device of the converter with three different control methods under the same working condition

采用3種控制策略各開(kāi)關(guān)管在整流和逆變工況下的損耗及總的損耗對(duì)比情況如圖12所示。由圖可知，在同等條件下，ANPC拓?fù)浣Y(jié)合一定控制方法在損耗上有一定的優(yōu)勢(shì)。

圖12 采用不同控制策略時(shí)各管損耗及總損耗對(duì)比Fig.12 Comparison of each device loss and total loss of the converter with different control strategies

仿真計(jì)算所用大功率變流器模塊采用常規(guī)型ANPC三并聯(lián)拓?fù)?，其基?060型材散熱器和前后出風(fēng)散熱方式，風(fēng)速為5 m/s，環(huán)境溫度設(shè)為45℃。圖13示出根據(jù)第4節(jié)方法計(jì)算出的損耗而得出的熱仿真圖?？梢园l(fā)現(xiàn)，同等工況下，相較NPC拓?fù)?，ANPC拓?fù)銹WM1算法內(nèi)外管的均溫效果有較明顯改善。

圖13 根據(jù)計(jì)算損耗得出的熱仿真圖Fig 13 Thermal simulation diagram according to calculated loss values

6 結(jié)語(yǔ)

本文主要在ANPC拓?fù)涞幕A(chǔ)上介紹了兩種不同的調(diào)制方法及其在整流工況和逆變工況下各開(kāi)關(guān)管的換流過(guò)程，并結(jié)合不同調(diào)制策略下各開(kāi)關(guān)管的仿真波形詳細(xì)推導(dǎo)了各開(kāi)關(guān)器件損耗的表達(dá)式；最后以定量計(jì)算的方法分析在不同調(diào)制方法下各開(kāi)關(guān)管的損耗情況。通過(guò)計(jì)算和仿真結(jié)果的對(duì)比，最終得出如下結(jié)論：

（1）同等工況、同等驅(qū)動(dòng)參數(shù)條件下，相較NPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，結(jié)合一定調(diào)制策略的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的變流器功率模塊效率更高；

（2）相較NPC拓?fù)洌珹NPC拓?fù)浣Y(jié)合一定的調(diào)制方法可實(shí)現(xiàn)內(nèi)、外管損耗的均衡，便于功率模塊散熱；

（3）相較NPC拓?fù)?，PWM1調(diào)制策略可縮短換流路徑，在不增大內(nèi)管關(guān)斷電阻的前提下可一定程度地降低內(nèi)、外管關(guān)斷過(guò)電壓。