劉曉貞

北京青云航空儀表有限公司，北京，101300

0 引言

機(jī)載設(shè)備為了滿足飛機(jī)的電磁兼容要求和提高供電電源的品質(zhì)，在電源輸入端一般會(huì)設(shè)置濾波網(wǎng)絡(luò)對(duì)電源進(jìn)行濾波。另外一般機(jī)載設(shè)備采用DC/DC變換器將機(jī)載電源轉(zhuǎn)換成自身需要的電源，為了保證DC/DC變換器輸出的穩(wěn)定性，會(huì)在DC/DC變換器輸入端接入大容量濾波電容，輸出端接入大量電容降低DC/DC輸出電壓的紋波，保證輸出電源品質(zhì)。在上電瞬間，由于電容的特性，電容充電會(huì)產(chǎn)生極大的電流，這個(gè)電流通?？蛇_(dá)到十幾倍設(shè)備額定電流。通常稱呼這個(gè)加電瞬間產(chǎn)生的電流為輸入沖擊電流[1]。GJB-181B-2012中關(guān)于沖擊電流有明確的要求，沖擊電流不能超過額定電流的5倍，因?yàn)檫^高的沖擊電流會(huì)導(dǎo)致設(shè)備中對(duì)電流有要求的器件失效造成設(shè)備故障，或由于瞬時(shí)電流過大導(dǎo)致供電系統(tǒng)電壓不穩(wěn)，對(duì)系統(tǒng)和系統(tǒng)中其他設(shè)備造成影響。

本文對(duì)輸入沖擊電流產(chǎn)生的原因進(jìn)行了分析，在常用的解決方法基礎(chǔ)上，提出了一種新的工程設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)方法。

1 直流電源啟動(dòng)沖擊電流產(chǎn)生原因

一般機(jī)載設(shè)備采用DC/DC變換器將機(jī)載電源轉(zhuǎn)換成自身需要的電源，典型的機(jī)載設(shè)備供電模型如圖1所示。為了抑制DC/DC變換器開關(guān)頻率的傳導(dǎo)發(fā)射干擾，在DC/DC變換器前增加電源濾波網(wǎng)絡(luò)，其中包含大量的差模電容；為了保證DC/DC變換器輸出的穩(wěn)定性，會(huì)在輸入端接入大濾波電容如C1，濾除差模干擾，輸出端接入大量電容降低DC/DC本身紋波如C2，保證輸出電源品質(zhì)。

產(chǎn)生沖擊電流的原因就是在加電的瞬間，輸入電源會(huì)對(duì)所有的電容進(jìn)行充電，電容近似于短路狀態(tài)，就會(huì)導(dǎo)致沖擊電流產(chǎn)生。電流大小取決于充電回路的電容器等效串聯(lián)電阻（ESR）和電容容值，電容越大，等效串聯(lián)電阻越小，沖擊電流越大。

圖2為產(chǎn)品電源加電瞬間沖擊電流典型波形，整個(gè)過程包括兩個(gè)尖峰，第一個(gè)是EMC濾波器電容和DCDC電源模塊的輸入電容充電造成的浪涌電流，其對(duì)電容充電直至電容電壓與輸入電壓相等；第二個(gè)尖峰電流是DC/DC模塊啟動(dòng)造成，電源模塊在啟動(dòng)過程中由于后端的容性負(fù)載會(huì)產(chǎn)生一個(gè)過沖，造成第二個(gè)電流尖峰[2]。第二個(gè)電流尖峰可以通過DCDC模塊的軟啟動(dòng)功能，將沖擊電流幅值降低，但無法抑制DC/DC輸入端電容引起的沖擊電流。

第一個(gè)沖擊電流尖峰的峰值和形狀取決于電源的輸入特性，即電源的輸入阻抗。沖擊電流I=C*dU/dt，電容C是濾波器及DCDC變換器輸入端的電容和。只有當(dāng)電容輸入電壓斜率有很大的突變（沖擊電流測(cè)試時(shí)，電容兩端的電壓在20us內(nèi)從0變到28V），才會(huì)帶來較大的輸入浪涌電流問題[3]。

2 基于MOSFET器件進(jìn)行沖擊電流抑制的設(shè)計(jì)

2.1 原理

針對(duì)上文中描述的DC/DC輸入端電容引起的沖擊電流，通過MOSFET作為核心器件的電路進(jìn)行抑制。核心設(shè)計(jì)思想是利用MOSFET器件的特性，通過將輸入電容電壓變化斜率變緩，增長(zhǎng)充電時(shí)間的方法對(duì)沖擊電流進(jìn)行抑制。

工作原理如下：電源啟動(dòng)，由R1、R 2、V4、C2 組成的RC延時(shí)電路剛開始工作，此時(shí)NMOSFET 管V4 漏源極截止，電源通過R1 供電母線給電容C2充電； 當(dāng)電阻R1和電容C2組成的延時(shí)電路使N溝道MOSFET管V1的G極電壓達(dá)到開啟電壓時(shí)，MOSFET管V1開啟，并工作在線性區(qū)。漏極電流IDS與柵極電壓UGS成比例關(guān)系。在場(chǎng)效應(yīng)管逐漸導(dǎo)通的過程中，后端電路中的電容被逐漸充電至穩(wěn)定，沖擊電流得到抑制。通過調(diào)節(jié)R1、R2、C1的值，可以得到較好的浪涌電流抑制效果[4]。

2.2 元器件選型

MOSFET: 由于MOSFET直接安裝于電源線上（或回線上），因此Vds保要大于電源線上最大出現(xiàn)的電壓，Ids要大于設(shè)備最大消耗電流，并且按照標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行降額。另外Vgs小于規(guī)定值，需針對(duì)不同的供電情況進(jìn)行考慮。

R1、R2、V4 組成分壓保護(hù)電路：其中R1、R2 為分壓電阻，使V4 的Vgs門限電壓在正常范圍內(nèi)，V4為穩(wěn)壓二極管，在電源浪涌電壓的情況下保證柵極電壓不超過V4 的Vgs，從而達(dá)到保護(hù)作用。

R1、C2組成延時(shí)電路：此電路是整個(gè)電路的核心，調(diào)整C2、R1 的值來改變電容的充電速度，從而達(dá)到控制啟動(dòng)浪涌電流的目的。電容C2兩端的電壓，也是MOSFET的開啟電壓。

具體到電路設(shè)計(jì)，需要充分考慮設(shè)備的供電情況、用電情況，以及對(duì)沖擊電流的要求，對(duì)充電電容、MOSFET的功率電流、電阻阻值進(jìn)行充分考慮計(jì)算。因?yàn)镚JB181B-2012對(duì)于沖擊電流不但有幅值要求，還有100ms回到額定電流的要求。整個(gè)電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，器件也比較少，但是由于一般要選擇功率型MOSFET，導(dǎo)致器件體積較大，而且需要精確計(jì)算才能確定各個(gè)器件的選型[5]。

2.3 集成設(shè)計(jì)

本文采用了一種集成器件對(duì)沖擊電流進(jìn)行抑制，XC388過壓過流保護(hù)開關(guān)。該器件集成了N-MOSFET，不但可以實(shí)現(xiàn)過壓過流保護(hù)等功能，并且還可以通過外接電容調(diào)節(jié)輸出電壓的啟動(dòng)時(shí)間，可有效抑制上電時(shí)的輸入沖擊電流。典型電路圖如圖4所示。

通過調(diào)節(jié)電容C2的容值可以調(diào)節(jié)軟啟動(dòng)時(shí)間，典型電容和啟動(dòng)時(shí)間關(guān)系如表1所示。

表1 啟動(dòng)時(shí)間典型電容值參數(shù)

該器件工作范圍最高可達(dá)60V，適用于機(jī)載直流28V供電系統(tǒng)，集成的N-MOSFET導(dǎo)通阻抗小于40mΩ，可有效降低損耗；并且該器件尺寸為3mm×3mm，非常小，外圍電路簡(jiǎn)單，也可以靈活應(yīng)用于各種需要電源保護(hù)的場(chǎng)合，對(duì)于產(chǎn)品的小型化、集成化有非常大的使用價(jià)值。

2.4 試驗(yàn)驗(yàn)證

圖5為某機(jī)載電子設(shè)備未加沖擊電流抑制措施時(shí)的啟動(dòng)沖擊電流，設(shè)備額定電流為0.25A。從圖中可以看到，沖擊電流為約10A，為正常工作電流的40倍。圖6為增加了XC388保護(hù)開關(guān)并設(shè)置軟啟動(dòng)電容為47nF時(shí)沖擊電流被抑制后的電流圖，可以看出啟動(dòng)輸入沖擊電流被抑制到了0.54A，為正常工作電流的3倍以內(nèi)，滿足GJB-181B中沖擊電流小于正常工作電流5倍的要求。

3 結(jié)語

本文對(duì)機(jī)載電子設(shè)備上電啟動(dòng)沖擊電流產(chǎn)生的原因進(jìn)行了分析，對(duì)解決沖擊電流的電路和選型進(jìn)行了分析，并提出了一種基于XC388過流過壓保護(hù)開關(guān)來抑制沖擊電流的解決方法。該方法只需調(diào)整軟啟動(dòng)電容來控制輸入電壓上升時(shí)間，便可以達(dá)到不同的電流抑制效果，不必經(jīng)過復(fù)雜計(jì)算和過多的器件選型考慮就可以實(shí)現(xiàn)對(duì)沖擊電流的抑制。該方法外圍電路簡(jiǎn)單，并可實(shí)現(xiàn)過壓和過流保護(hù)等功能，可廣泛適用于機(jī)載28V電源供電設(shè)備，對(duì)于機(jī)載設(shè)備解決供電兼容性要求有非常大的幫助。