欒軻棟，李耀華，李子欣，趙 聰，王 平

(1.中國科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動重點實驗室，中國科學(xué)院電工研究所，北京 100190；2.中國科學(xué)院大學(xué)，北京 100049)

1 引言

基于晶閘管的電網(wǎng)換相換流器(Line Commutated Converter，LCC)[1,2]高壓直流輸電技術(shù)(High Voltage Direct Current，HVDC)，具備傳輸容量大、輸電走廊面積小、適用于異步電網(wǎng)互聯(lián)、器件串聯(lián)均壓技術(shù)較為成熟等優(yōu)點。但是，由于晶閘管屬于半控型功率半導(dǎo)體器件，其開通時刻和關(guān)斷過程均受到外部電路條件的約束，即LCC的觸發(fā)角滯后于自然換相點，使得LCC傳輸?shù)挠泄β屎蜔o功功率之間相互耦合，無法實現(xiàn)獨立控制，交流側(cè)需配置大量的無功補償和濾波裝置。此外，LCC無法實現(xiàn)黑啟動，且存在換相失敗風(fēng)險[3]。在風(fēng)電和光伏等新能源并網(wǎng)輸送以及孤島供電等領(lǐng)域，LCC的應(yīng)用受到了嚴(yán)重限制。

相比于LCC技術(shù)，電壓源型換流器(Voltage Source Converter，VSC)選用全控的功率半導(dǎo)體器件，基于VSC的高壓直流輸電技術(shù)靈活性和可控性更強[4]，不存在換相失敗風(fēng)險，具備黑啟動能力，可實現(xiàn)有功和無功功率解耦控制，便于構(gòu)建直流電網(wǎng)。高壓直流輸電場合，兩電平和三電平VSC存在器件串聯(lián)均壓困難、諧波含量大、dv/dt引起的電磁干擾嚴(yán)重且運行效率較低等問題[5]。隨著模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter，MMC)的發(fā)明，基于MMC的VSC-HVDC以其結(jié)構(gòu)模塊化、諧波含量低、可靠性高以及效率高等諸多優(yōu)點獲得了廣泛應(yīng)用[6-8]，已經(jīng)成為VSC-HVDC技術(shù)中的主流方案，并在國內(nèi)外多個HVDC工程獲得應(yīng)用。盡管如此，MMC自身仍存在一些問題和不足，MMC除了需要使用數(shù)量較多的功率半導(dǎo)體器件之外，對子模塊儲能電容要求較高[9,10]，使得MMC體積及重量大，需要采用閥塔安裝的形式，且造價相對昂貴。全橋型MMC或者由半橋子模塊和全橋子模塊混合的MMC相對于半橋型MMC能夠?qū)崿F(xiàn)直流短路故障自清除，但是使用的功率半導(dǎo)體器件數(shù)量更多，進一步增加了成本。

主動換相換流器(Actively Commutated Converter，ACC)和LCC的電路拓撲較為類似，本質(zhì)上也屬于電流源型換流器[11]。不同的是，ACC采用可自關(guān)斷的全控逆阻型功率半導(dǎo)體器件，其開通和關(guān)斷不再受外部電路條件的限制，因此ACC不存在換相失敗的風(fēng)險、具備黑啟動的能力，能夠向無源網(wǎng)絡(luò)供電、實現(xiàn)有功功率和無功功率的解耦控制，且交流側(cè)所需的無功補償裝置和濾波器也相對較少[12,13]。相對于MMC，ACC使用的功率半導(dǎo)體器件較少，且無需大量的儲能電容，可以減輕換流閥的重量，采用懸掛安裝的形式，相對地減小換流站的體積和占地面積，降低工程成本。此外，ACC同樣可以靈活控制直流側(cè)電壓、電流，具備直流短路故障抑制能力。

在高壓直流輸電場合，ACC換流閥的橋臂可采用一定數(shù)量的自關(guān)斷逆阻型功率半導(dǎo)體器件串聯(lián)構(gòu)成，其中，自關(guān)斷逆阻型功率半導(dǎo)體器件可以是壓接式對稱型IGCT/IGBT或由壓接式非對稱型IGCT/IGBT與二極管串聯(lián)組成[14]。功率半導(dǎo)體器件串聯(lián)使用時，存在功率半導(dǎo)體器件靜態(tài)、動態(tài)均壓問題，ACC的開關(guān)頻率受到一定的限制[15]。目前，相關(guān)文獻對于ACC在HVDC系統(tǒng)的應(yīng)用也開展了一定的研究，文獻[16]對一端采用LCC、一端采用ACC 的背靠背混合直流輸電系統(tǒng)進行了研究，并對其功率傳輸特性、基本控制策略、啟動方法、潮流翻轉(zhuǎn)策略和故障工況下的控制策略進行分析和設(shè)計；文獻[17]針對ACC 的有功功率與無功功率耦合關(guān)系復(fù)雜導(dǎo)致功率因數(shù)難以控制的問題，提出一種基于dq 坐標(biāo)系的間接電流控制方法，實現(xiàn)了有功功率和無功功率的解耦控制，并分析了變流器的穩(wěn)定運行范圍，指出了ACC 無功功率受限于有功功率的原因；為了降低開關(guān)頻率的同時降低輸出電流的諧波含量；文獻[18]提出了一種根據(jù)“虛擬相電流”對應(yīng)的二值邏輯“虛擬觸發(fā)信號”生成ACC實際觸發(fā)信號的特定諧波消除調(diào)制方法(Selective Harmonic Elimination，SHE)，能夠在不同調(diào)制度下保持開關(guān)信號類型的一致性，有效消除特定次諧波，開關(guān)頻率降低到350 Hz；文獻[19]基于SHE的思想提出了一種適用于九電平ACC的調(diào)制策略，實現(xiàn)了ACC基頻開關(guān)調(diào)制，但是其中每臺并聯(lián)的三電平ACC觸發(fā)控制時刻相互關(guān)聯(lián)，無法實現(xiàn)每臺ACC觸發(fā)時刻獨立，實現(xiàn)較為復(fù)雜；文獻[20]提出通過移相的方法實現(xiàn)ACC基頻開關(guān)運行并減小交流側(cè)諧波，并沒有考慮交流側(cè)參數(shù)對于網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的影響；文獻[21]提出了基頻開關(guān)ACC的直流輸電系統(tǒng)協(xié)調(diào)控制方法和功率運行范圍，并與PWM工作模式下的功率運行范圍進行了對比。

本文針對由兩臺ACC直流側(cè)串聯(lián)、交流側(cè)并聯(lián)組成的組合型ACC，提出一種開關(guān)頻率為50 Hz的基頻開關(guān)高功率因數(shù)運行方法。與LCC不同，基頻開關(guān)ACC的觸發(fā)時刻不受外部電路條件約束，具備觸發(fā)角超前和觸發(fā)角滯后兩種工作模式，使得組合型基頻開關(guān)ACC具備調(diào)節(jié)有功功率和無功功率的能力，能夠工作在高功率因數(shù)運行狀態(tài)。此外，本文分析了基于電網(wǎng)電壓定向時ACC的功率傳輸特性，在此基礎(chǔ)上，為了進一步提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，引入功率因數(shù)補償角對基頻開關(guān)ACC的觸發(fā)角進行調(diào)整，使組合型基頻開關(guān)ACC的網(wǎng)側(cè)運行在單位功率因數(shù)附近。仿真和實驗結(jié)果均驗證了本文理論分析及所提出的功率因數(shù)控制方法的正確性和有效性。

2 組合型基頻開關(guān)ACC及控制方法

2.1 組合型基頻開關(guān)ACC

組合型基頻開關(guān)ACC的基本電路拓撲如圖1所示，組合型基頻開關(guān)ACC由兩臺三電平ACC模塊交流側(cè)并聯(lián)、直流側(cè)串聯(lián)構(gòu)成。每臺三電平ACC模塊由6個橋臂構(gòu)成，上、下兩個橋臂構(gòu)成一個相單元。兩臺三電平ACC模塊的高壓直流側(cè)通過直流濾波電抗器Ldc串聯(lián)連接，交流側(cè)通過兩臺變壓器并聯(lián)連接后經(jīng)過二階LC濾波電路連接交流電網(wǎng)。

圖1 組合型基頻開關(guān)ACC電路拓撲Fig.1 Combined ACC with switching frequency of 50 Hz circuit topology

以圖1所示的三電平ACC模塊為例，正常工作時，ACC某一相單元的上橋臂導(dǎo)通、下橋臂關(guān)斷時，該相輸出的電流為Idc，記為狀態(tài)1；上橋臂關(guān)斷、下橋臂導(dǎo)通時，該相的輸出電流為-Idc，記為狀態(tài)-1；上、下橋臂的開關(guān)管同時導(dǎo)通或關(guān)斷時，該相輸出電流為0，記為狀態(tài)0。不考慮疊流時間，ACC的開關(guān)約束條件為三相上下橋臂中有且僅各有一個橋臂處于導(dǎo)通狀態(tài)，開關(guān)狀態(tài)sk和開關(guān)約束條件可以表示為：

(1)

sa+sb+sc=0

(2)

ACC工作在50 Hz開關(guān)模式下，為滿足開關(guān)約束條件式 (2)，在每個開關(guān)周期T內(nèi)，每個橋臂導(dǎo)通時間均為T/3。根據(jù)導(dǎo)通橋臂所處的位置，將ACC一個開關(guān)周期T內(nèi)的開關(guān)狀態(tài)分為六種，六種開關(guān)狀態(tài)輪換交替，每個開關(guān)狀態(tài)持續(xù)時間為T/6。

50 Hz開關(guān)模式下，ACC的導(dǎo)通橋臂輪換順序與LCC橋臂輪換次序相似，可以參考LCC觸發(fā)角控制的工作模式。與LCC不同的是，ACC使用可自關(guān)斷的全控型功率半導(dǎo)體器件，器件的開關(guān)和關(guān)斷時刻不再受到外部電路條件的限制，即ACC的觸發(fā)角起始時刻可以與LCC一樣滯后于自然換相點，稱為滯后觸發(fā)模式，此外，ACC的觸發(fā)角起始時刻還可以超前于自然換相點，稱為超前觸發(fā)模式。

以交流側(cè)線電壓Uac的過零點作為自然換相點，此時刻記為零時刻。滯后觸發(fā)模式下，觸發(fā)角為α?xí)r，1號開關(guān)狀態(tài)導(dǎo)通橋臂S6、S1起始時刻對應(yīng)的角度為α，結(jié)束時刻對應(yīng)的角度為60°+α，以此類推可以得到滯后觸發(fā)模式下其他5種開關(guān)狀態(tài)的導(dǎo)通角度。同樣地，超前觸發(fā)模式下觸發(fā)角為α?xí)r，1號開關(guān)狀態(tài)導(dǎo)通橋臂S6、S1起始時刻對應(yīng)的角度為-α(即360°-α)時，結(jié)束時刻對應(yīng)的角度為60°-α，同樣可以推導(dǎo)出超前觸發(fā)模式下其余5種開關(guān)狀態(tài)的導(dǎo)通角度。基頻開關(guān)ACC的開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的導(dǎo)通橋臂以及導(dǎo)通角度見表1。

表1 基頻開關(guān)ACC開關(guān)狀態(tài)Tab.1 Switch state of ACC with switching frequency of 50 Hz

以圖1所示的組合型基頻開關(guān)ACC的a相輸出電流為例進行說明，其中直流電流為Idc，ACC1采用滯后觸發(fā)模式，ACC2采用超前觸發(fā)模式。

ACC1和ACC2的a相輸出電流分別如圖2(a)、圖2(b)所示，ACC1和ACC2輸出電流IACC1、IACC2中基波含量可以用式(3)、式(4)表示：

(3)

(4)

式中，θ為交流側(cè)線電壓Uac的相位；α為觸發(fā)角。

組合型基頻開關(guān)ACC的a相輸出電流IACC為ACC1和ACC2輸出電流之和，如圖2(c)所示，其中的基波分量如式(5)所示：

圖2 組合型基頻開關(guān)ACC輸出電流波形Fig.2 Output current wave of combined ACC with switching frequency of 50 Hz

(5)

可以看出，組合型基頻開關(guān)ACC輸出電流的基波含量相位與觸發(fā)角α大小無關(guān)，超前于交流側(cè)線電壓Uac的相位π/6，即組合型基頻開關(guān)ACC交流側(cè)輸出電流能夠與交流側(cè)相電壓保持同相位。基波含量幅值與觸發(fā)角α的余弦值大小正相關(guān)。

組合型基頻開關(guān)ACC工作在上述工作模式時，一個開關(guān)周期內(nèi)，模塊ACC1、ACC2的開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)及直流側(cè)電壓Udc1、Udc2見表2，其中vij為ACC交流側(cè)線電壓。

從表2中可以看出，ACC1和ACC2的直流側(cè)電壓均為6脈波，組合型基頻開關(guān)ACC的直流側(cè)電壓為12脈波，是ACC1、ACC2直流側(cè)電壓之和。一個周期內(nèi)，組合型基頻開關(guān)ACC直流側(cè)電壓Udc的平均值用式(6)表示，其中Uline為交流側(cè)線電壓幅值。

表2 組合型基頻開關(guān)ACC工作狀態(tài)Tab.2 Switch state of combined ACC with switching frequency of 50 Hz

(6)

2.2 直流側(cè)電壓控制

組合型基頻開關(guān)ACC的直流電壓控制框圖如圖3所示，直流電壓控制環(huán)將采集到的直流電壓Udc_measure與直流電壓給定值Udc_ref比較，通過PI控制器調(diào)節(jié)得到觸發(fā)角，ACC1采用滯后于過零點觸發(fā)，ACC2采用超前于過零點觸發(fā)，從而直接控制直流電壓Udc的大小。

圖3 組合型基頻開關(guān)ACC控制框圖Fig.3 Control block diagram of combined ACC with switching frequency of 50 Hz

典型的組合型基頻開關(guān)ACC的電路拓撲如圖1所示，其中交流側(cè)的三相LC濾波器，一方面可以濾除組合型基頻開關(guān)ACC輸出電流的高次諧波，另一方面還具有輔助ACC開關(guān)器件換流的功能。

首先定義d-q坐標(biāo)系下變量X=Xd+jXq，根據(jù)KVL和KCL，可以得到d-q坐標(biāo)系下組合型ACC交流側(cè)電壓電流之間的關(guān)系：

Ug=UC+UL

(7)

Ig=Iout+IC

(8)

式中，Ug、Ig分別為交流側(cè)電網(wǎng)電壓、電流；IC、UC分別為交流濾波電容C的電流、電壓；UL為交流濾波電感L兩端電壓；Iout為組合型ACC輸出電流。

基于電網(wǎng)電壓定向的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，根據(jù)式(7)、式(8)畫出d-q坐標(biāo)系下各變量間的關(guān)系如圖4所示。

圖4 基于電網(wǎng)電壓定向的ACCFig.4 Diagram of ACC based on grid voltage orientation

如圖4所示，傳輸功率時換流閥直接相連的濾波電容電壓UC的相位和交流電網(wǎng)電壓Ug相位存在差異，由于電容電流IC的作用，使得系統(tǒng)具有超前的功率因數(shù)。

組合型ACC的交流側(cè)等效電路拓撲如圖5所示，基于基爾霍夫定律可以得到：

圖5 組合型ACC的交流側(cè)等效電路拓撲Fig.5 AC side equivalent circuit topology of combined ACC

(9)

式中，ω為電網(wǎng)電壓角頻率。

交流側(cè)電網(wǎng)電流Ig、電容電壓UC與組合型ACC輸出電流Iout、電網(wǎng)電壓Ug和交流側(cè)LC濾波參數(shù)之間的關(guān)系可以表示為：

(10)

組合型ACC的兩臺ACC觸發(fā)信號分別為α1和α2時，組合型ACC輸出電流Iout為兩臺ACC的輸出電流Iout1、Iout2之和：

(11)

結(jié)合式(9)～式(11)，可以得到電網(wǎng)電流Ig和電容電壓UC：

(12)

式中，θC為電容電壓UC的相位。

由式(6)可知，直流側(cè)電壓只受到觸發(fā)角控制，基于電網(wǎng)電壓鎖相時，ACC觸發(fā)角計時零點為交流側(cè)電網(wǎng)線電壓Ug_line的過零點，此時，ACC1和ACC2的直流側(cè)電壓分別為：

(13)

式中，UC_line為交流側(cè)電容線電壓有效值，式(13)可以看出基于電網(wǎng)電壓鎖相時，ACC1和ACC2的直流側(cè)電壓存在差異。

2.3 組合型基頻開關(guān)ACC網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制方法

圖6為在上述分析的基礎(chǔ)上，引入了功率因數(shù)補償角，強迫組合型ACC交流輸出電流Iout的q軸分量與電容電流IC的q軸分量相抵消，這樣可以實現(xiàn)交流電網(wǎng)側(cè)的單位功率因數(shù)運行。

圖6 加入功率因數(shù)控制后基于電網(wǎng)電壓定向的ACCFig.6 Diagram of ACC based on grid voltage orientationafter adding power factor control

網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運行時電容電壓的相角θC滿足：

(14)

式中，Im和Um分別為交流側(cè)電網(wǎng)電流、電壓的幅值。

本文提出的功率因數(shù)控制框圖如圖7所示，整個控制系統(tǒng)由兩個控制環(huán)構(gòu)成。直流電壓控制環(huán)將采集到的直流電壓Udc_measure與直流電壓給定值Udc_ref比較，通過PI控制器調(diào)節(jié)得到觸發(fā)角初始值，從而直接控制直流電壓Udc的大小。在功率因數(shù)控制環(huán)中將網(wǎng)側(cè)電網(wǎng)電流Ig在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的q軸分量Igq作為一個反饋量與給定值Igq_ref(通常設(shè)為0)比較，通過PI控制器調(diào)節(jié)得到功率因數(shù)補償角β。將ACC1的觸發(fā)角設(shè)定為初始觸發(fā)角α，且采用滯后于過零點觸發(fā)，將ACC2的觸發(fā)角設(shè)定為初始觸發(fā)角加上功率補償角之后得到的補償觸發(fā)角，且采用超前于過零點觸發(fā)。

圖7 引入功率因數(shù)控制后組合型基頻開關(guān)ACC控制框圖Fig.7 Control block diagram of combined ACC after introducing power factor control

引入功率因數(shù)補償角β后，基于電網(wǎng)電壓定相ACC1和ACC2的直流側(cè)電壓可以表示為：

(15)

由式(15)可以看出，基于電網(wǎng)電壓鎖相時ACC1、ACC2的直流側(cè)電壓引入功率因數(shù)補償角后相較于采用功率因數(shù)控制前的不平衡度有所減輕，且能夠?qū)崿F(xiàn)網(wǎng)側(cè)最大功率因數(shù)運行。

為了保證ACC1、ACC2傳輸?shù)墓β什钪翟谝欢煽胤秶鷥?nèi)，需要對功率因數(shù)補償角β的大小進行限制。即引入功率因數(shù)補償角β后的ACC1、ACC2的直流側(cè)電壓需要滿足：

(16)

式中，η為直流側(cè)電壓不平衡度。

3 仿真與實驗驗證

為了驗證本文提出的直流側(cè)電壓控制及功率因數(shù)控制策略的正確性，在PSCAD/ETMC中搭建了基于組合型基頻開關(guān)ACC的雙端背靠背高壓直流輸電系統(tǒng)仿真模型，主電路參數(shù)見表3。

表3 ACC主電路參數(shù)Tab.3 Main circuit parameters of ACC

仿真模型中，受端組合型基頻開關(guān)ACC控制直流輸電系統(tǒng)直流電流，送端組合型基頻開關(guān)ACC控制直流電壓，20 s之前采用傳統(tǒng)的直流側(cè)電壓控制，20 s時投入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制，結(jié)果如圖8所示。

組合型基頻開關(guān)ACC直流側(cè)電壓如圖8(a)所示，直流電壓達到額定值，未加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)校正時，ACC1和ACC2的直流電壓存在不平衡，投入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制后，直流電壓仍保持為額定值，ACC1、ACC2的直流電壓不平衡度降低，ACC1、ACC2傳輸功率大致相等；圖8(b)為受端交流側(cè)電壓、電流的dq軸分量，可以看出20 s加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制后，網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量降為0，基本實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運行。圖8(c)和圖8(d)是組合型基頻開關(guān)ACC交流側(cè)電壓、電流波形，可以看出，組合型基頻開關(guān)ACC的a相輸出電流Ia_ACC為五電平，未加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制時，組合型ACC輸出電流Ia_ACC與交流側(cè)電網(wǎng)a相電壓Uga基本同相位，加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制后，Ia_ACC依然為五電平電流波形，Ia_ACC相位滯后于Uga，圖8(e)和圖8(f)分別為加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制前后網(wǎng)側(cè)a相電流Iga與網(wǎng)側(cè)a相電壓Uga，加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制之前，網(wǎng)側(cè)電流Iga相位超前于Uga，加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制之后Iga相位與Uga基本保持一致，實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運行。額定工況下的網(wǎng)側(cè)有功功率和無功功率如圖8(g)所示，20 s之前未加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制，有功功率為800 MW，無功功率約為-375 MVar，加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)校正后，能夠保持傳輸?shù)挠泄β室恢?，無功功率降到了0 Var，實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運行。仿真結(jié)果與前面的理論分析一致。

為了驗證本文所提出的基頻開關(guān)調(diào)制策略和網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制方法的正確性，搭建了如圖9所示的實驗平臺。

圖9 ACC實驗平臺Fig.9 Experimental prototype of ACC

實驗平臺有控制保護機箱、兩臺ACC模塊ACC1和ACC2、采樣板、IO板、變壓器及LC濾波電路組成，ACC模塊橋臂選用的IGBT型號為ABB壓接型器件ST1500GXH24，二極管為英飛凌的壓接型器件D1600U45X122。實驗平臺電氣參數(shù)見表4。

表4 實驗參數(shù)Tab.4 Experimental parameters

實驗中，組合型基頻開關(guān)ACC作為整流器，控制直流側(cè)電壓，圖10(a)、圖10(b)為未加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制的實驗波形，圖10(c)、圖10(d)為加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制的實驗波形。從圖10中可以看出，實驗結(jié)果與仿真結(jié)果類似，ACC工作在基頻開關(guān)狀態(tài)，功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)頻率為50 Hz，ACC1的a相輸出電流IACC1_a為三電平，未加入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制時網(wǎng)側(cè)交流線電壓Uab與交流電流Iga和Igb的差值Iga-Igb存在相位差，Iga-Igb相位超前于Uab，直流側(cè)電壓Udc1與Udc2不平衡；投入網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制后，Iga-Igb與Uab相位基本一致，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)運行，且直流側(cè)電壓Udc1與Udc2不平衡度降低。

圖10 實驗波形Fig.10 Experimental waveforms

4 結(jié)論

本文針對由兩臺ACC直流側(cè)串聯(lián)、交流側(cè)并聯(lián)組成的組合型ACC，提出一種開關(guān)頻率為50 Hz的基頻開關(guān)高功率因數(shù)運行方法，并在此基礎(chǔ)上，分析了基于電網(wǎng)電壓定向時ACC的功率傳輸特性，為了進一步提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，引入功率因數(shù)補償角對基頻開關(guān)ACC的觸發(fā)角進行調(diào)整，使組合型基頻開關(guān)ACC運行在網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)附近。仿真和實驗結(jié)果均驗證了本文理論分析及所提出的功率因數(shù)控制方法的正確性和有效性。