陳樹君，易榕仙，張景璋，余 悅

(北京工業(yè)大學(xué)材料與制造學(xué)部，北京 100020)

與Buck、Boost、正反激等傳統(tǒng)DC-DC 變換器相比，雙向有源全橋(DAB) DC-DC 變換器具有電氣隔離、高功率密度、寬電壓傳輸范圍和易于實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)等優(yōu)點(diǎn)，在分布式發(fā)電系統(tǒng)[1]、新能源汽車[2-6]和儲(chǔ)能系統(tǒng)[7-8]等領(lǐng)域中獲得越來越多的應(yīng)用。由于DAB 拓?fù)渲虚_關(guān)管較多，普通的全橋控制策略無法適用，因此學(xué)者們提出了多種DAB 控制策略，如單移相控制(SPS)、擴(kuò)展移相控制(EPS)和三移相控制(TPS)等。DAB 控制復(fù)雜，在設(shè)計(jì)拓?fù)渲?，需要建立仿真模型，對控制策略進(jìn)行仿真分析。劉等[9]基于Matlab/Simulink 搭建電路拓?fù)淠Ｐ瓦M(jìn)行仿真，發(fā)現(xiàn)雙移相(DPS)控制策略可以有效降低系統(tǒng)回流功率；Kumar 等[10]基于Matlab/Simulink 搭建電路拓?fù)淠Ｐ头抡鍰PS 控制策略的電流及電感變壓器損耗。由以上可知，DAB 仿真多是采用Matlab/Simulink 仿真軟件，可以在算法層面快速準(zhǔn)確地建立模型進(jìn)行仿真，但無法觀測系統(tǒng)和器件的響應(yīng)。而目前主流的電力電子系統(tǒng)和器件仿真軟件有PSIM、PSpice、Saber 等，其中PSpice 能夠根據(jù)芯片數(shù)據(jù)手冊構(gòu)建較為完整的器件模型，仿真結(jié)果較為準(zhǔn)確，是目前使用最為廣泛的電力電子仿真軟件。

目前DAB 仿真分析均是集中在算法層面，所采用的仿真模型均是理想器件，針對該問題，本文基于PSpice 仿真軟件建立實(shí)際器件模型，并搭建雙向有源全橋DC-DC 變換器電路拓?fù)淠Ｐ汀７抡娣治銎湓诓煌刂撇呗韵碌碾娏骷盎亓鞴β侍匦?，并與理論計(jì)算相比較，驗(yàn)證所建仿真模型及仿真方法的準(zhǔn)確性，為后續(xù)研究提供設(shè)計(jì)思路。

1 DAB 工作原理

DAB 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由兩組IGBT 全橋電路、高頻變壓器、輔助電感及濾波電容構(gòu)成，如圖1 所示。其中，U1為輸入電壓，U2為輸出電壓，C1、C2為濾波電容，S1～S4為變壓器原邊全橋IGBT 開關(guān)管，S5～S8為變壓器副邊全橋IGBT 開關(guān)管，變壓器原邊與副邊匝數(shù)比為n∶1，原邊全橋不同橋臂之間存在移相時(shí)間D1Ths，其中，Ths為半個(gè)開關(guān)周期時(shí)間，D1為原邊全橋內(nèi)移相比；副邊全橋不同橋臂之間存在移相時(shí)間D2Ths，其中D2為副邊全橋內(nèi)移相比；原邊全橋與副邊全橋之間存在移相時(shí)間D3Ths，其中D3為副邊全橋不同橋臂的內(nèi)移相比。D3＞0，D1，D2=0 時(shí)的控制策略稱為SPS 控制策略，D1,D3＞0，D2=0 時(shí)的控制策略稱為EPS 控制策略，D1,D2,D3＞0 時(shí)的控制策略稱為TPS 控制策略。

圖1 雙向有源全橋DC-DC 變換器

以SPS 為例對DAB 工作模式進(jìn)行分析，圖2 為不同工作模式波形圖。變壓器原邊和副邊全橋IGBT 開關(guān)管分別由占空比為50%的驅(qū)動(dòng)方波電壓Uh1和Uh2驅(qū)動(dòng)，由于變壓器原副邊存在內(nèi)移相比，Uh1和Uh2之間也存在移相時(shí)間D3Ths。為方便分析，假設(shè)雙向有源全橋DC-DC 變換器工作在穩(wěn)定狀態(tài)，忽略IGBT 開關(guān)死區(qū)時(shí)間，各器件均工作在理想狀態(tài)下。

圖2 基于SPS控制策略的工作波形

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，DAB 有以下六種狀態(tài)。

(1)狀態(tài)1，即t0～t1階段，電路工作狀態(tài)如圖3(a)所示，t0時(shí)刻，開關(guān)管S2、S3關(guān)斷，S1、S4開通。由于前一個(gè)時(shí)刻流過電感電流為負(fù)，因此t0時(shí)刻，原邊通過D1、D4二極管續(xù)流，直到電流由負(fù)變0，即到t1時(shí)刻；副邊開關(guān)管S6、S7開通，S5、S8關(guān)斷，電流通過D6、D7二極管續(xù)流。此時(shí)，原邊全橋輸出電壓為U1，副邊全橋輸入電壓為－U2，電感電流iL可以表示為：

(2)狀態(tài)2，即t1～t2階段，電路工作狀態(tài)如圖3(b)所示，t1時(shí)刻，原邊電流由負(fù)變正，電流從開關(guān)管S1流入，經(jīng)電感L、變壓器從S4流出，電流正向增長；副邊電流通過開關(guān)管S6、S7進(jìn)行續(xù)流。此時(shí)，原副邊全橋輸出電壓均保持不變，電感電流表達(dá)式與狀態(tài)1 相同。

(3)狀態(tài)3，即t2～t3階段，電路工作狀態(tài)如圖3(c)所示，原邊電路工作狀態(tài)不變，副邊開關(guān)管S6、S7關(guān)斷，S5、S8打開，通過二極管D5、D8進(jìn)行續(xù)流。此時(shí)，原邊全橋輸出電壓為U1，副邊全橋輸入電壓為U2，電感電流表達(dá)式為：

(4)狀態(tài)4，即t3～t4階段，電路工作狀態(tài)如圖3(d)所示，t3時(shí)刻，開關(guān)管S1、S4關(guān)斷，由于電流為正，原邊電流經(jīng)二極管D2、D3續(xù)流，直到電流由正變?yōu)?，即t4時(shí)刻；副邊仍經(jīng)二極管D5、D8續(xù)流。此時(shí)，原邊全橋輸出電壓為－U1，副邊全橋輸入電壓為U2，電感電流表達(dá)式為：

(5)狀態(tài)5，即t4～t5階段，電路工作狀態(tài)如圖3(e)所示，t4時(shí)刻，原邊電流由負(fù)變正，從開關(guān)管S3流入，經(jīng)變壓器、電感，從開關(guān)管S2流出；副邊電流經(jīng)開關(guān)管S5、S8進(jìn)行續(xù)流。此時(shí)，原副邊全橋輸出電壓保持不變，電感電流表達(dá)式與狀態(tài)4 相同。

(6)狀態(tài)6，即t5～t6階段，電路工作狀態(tài)如圖3(f)所示，原邊電路工作狀態(tài)保持不變，副邊電流開關(guān)管S5、S8關(guān)斷，S6、S7開通，電流經(jīng)二極管D6、D7續(xù)流。此時(shí)原邊全橋輸出電壓保持不變，副邊全橋輸入電壓反向，電感電流表達(dá)式為：

圖3 一個(gè)開關(guān)周期電路工作狀態(tài)

結(jié)合式(1)～(4)以及圖2 所示波形可以得到在SPS 控制時(shí)，最大電流與回流功率分別為：

式中：D為原副邊全橋外移相比；k=U1/(nU2)。

傳輸功率、電流經(jīng)過標(biāo)幺化，其表達(dá)式分別為：

將式(7)代入式(8)，求得最優(yōu)電流表達(dá)式為：

EPS 和TPS 基于SPS 控制策略得到，其工作模式分別如圖4 所示，電流、回流功率及最優(yōu)電流推導(dǎo)與SPS 相同。

圖4 基于不同控制策略的工作波形

基于EPS 控制的最大電流、回流功率分別為：

式中：D1、D2分別為原邊全橋內(nèi)移相比及原副邊全橋外移相比。

最優(yōu)電流表達(dá)式為：

基于TPS 控制的最大電流、回流功率分別為：

最優(yōu)電流表達(dá)式為：

2 DAB 電路仿真

2.1 仿真模型搭建

根據(jù)設(shè)計(jì)要求，雙向有源全橋DC-DC 變換器輸出電壓為50 V，最大輸出電流為50 A，因此選擇原副邊IGBT 型號(hào)為英飛凌公司的FF100R12RT4，額定輸出電流為100 A，滿足設(shè)計(jì)要求。PSpice 軟件自帶模型編輯器Model Editor，該編輯器有兩種建模方法，一種是基于特性曲線建模，另一種是基于特征參數(shù)建模，本文采用基于特征參數(shù)建模。根據(jù)FF100R12RT4 數(shù)據(jù)手冊，在Model Editor 中對IGBT 進(jìn)行建模，所建模型主要參數(shù)如表1 所示。

表1 FF100R12RT4 主要參數(shù)

圖5(a)為在PSpice 中搭建的雙向有源全橋DC-DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)仿真模型，圖5(b)為IGBT 驅(qū)動(dòng)電路模型，驅(qū)動(dòng)電壓為15 V/－8 V，保證IGBT 可靠的導(dǎo)通和關(guān)斷，圖5(c)為驅(qū)動(dòng)電路所輸出的驅(qū)動(dòng)波形，與實(shí)際驅(qū)動(dòng)波形一致。

圖5 DAB仿真模型

該模型相關(guān)參數(shù)如圖5(a)所示，圖中所列參數(shù)均為實(shí)際設(shè)計(jì)參數(shù)。輸入電壓為540 V，為三相電整流濾波后得到的直流母線電壓，經(jīng)原邊全橋IGBT 逆變產(chǎn)生高頻方波，通過高頻變壓器傳遞到變壓器副邊。副邊經(jīng)全橋IGBT 之后，再經(jīng)濾波電容濾波，最終輸出近似恒定的50 V 電壓。變壓器匝比為7∶1，由兩個(gè)電感耦合組成，耦合系數(shù)設(shè)為1，即變壓器原副邊完全耦合。

2.2 仿真結(jié)果

在保持輸入電壓540 V，輸出電壓恒定50 V 條件下，對三種控制策略的電流以及回流功率進(jìn)行仿真分析。

圖6 為三種控制策略下原副邊全橋輸出電壓及電感電流的PSpice 仿真波形，此時(shí)SPS 控制策略下移相比D為0.62，電感電流最大值為17.06 A，將移相比D和電壓變換比k代入式(5)計(jì)算最大電流iSPS_max=17.15 A；EPS 控制策略下移相比D1=0.1，D2=0.68，電感電流最大值為16.18 A，將移相比和電壓變換比代入式(10)計(jì)算最大電流iEPS_max=16.2 A。TPS 控制策略下移相比D1=0.16，D2=0.32，D3=0.44，電感電流最大值為14.4 A，將移相比和電壓變換比代入式(13)計(jì)算最大電流iTPS_max=14.23 A。

圖6 三種控制策略下原副邊全橋輸出電壓及電感電流波形

以上三種控制策略的最大電感電流的PSpice 仿真結(jié)果與理論計(jì)算結(jié)果相吻合，表明所建DAB 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)仿真模型較為準(zhǔn)確，將移相比與電壓變換比代入式(6)計(jì)算基于SPS 控制策略的回流功率PSPS_bf=1 506 W。同理計(jì)算基于EPS 控制策略的回流功率PEPS_bf=798 W，基于TPS 控制策略的回流功率PTPS_bf=258 W。

結(jié)合以上計(jì)算及圖6 分析，基于TPS 控制策略的最大電流相較于SPS 控制策略降低15.6%，為2.66 A，回流功率降低82.9%，為1 248 W；基于TPS 控制策略的最大電流相較于EPS控制策略降低11%，為1.78 A，回流功率降低68%，為540 W。在輸出電壓相同的情況下，采用TPS 控制策略，其電流、回流功率及器件負(fù)荷最小，負(fù)載消耗大部分功率，小部分功率回流到電源，能量利用率高。

圖7 為基于SPS、EPS、TSP 控制策略的最優(yōu)電流對比曲線，對于相同的傳輸功率P0，三種控制策略的最優(yōu)電流均隨著電壓變換比k增大而增大；同理，對于相同的電壓變換比k，三種控制策略的最優(yōu)電流均隨著傳輸功率P0增大而增大。相同傳輸功率情況下，當(dāng)k=1 時(shí)，三種控制策略的最優(yōu)電流相等；當(dāng)k＞1 時(shí)，基于TPS 控制策略的最優(yōu)電流始終小于前兩者，且k值越大，基于TPS 控制策略的最優(yōu)電流與前兩者差值越大。相同電壓變換比情況下，傳輸功率P0越大，基于TPS控制策略的最優(yōu)電流與前兩者差值越大。理論分析表明，DAB 工作在較大電壓變換比和輕載狀態(tài)下，TPS 控制策略可以有效減小電流，降低器件損耗。

圖7 基于TPS、EPS、SPS 控制策略的最優(yōu)電流對比曲線

3 結(jié)論

本文對DAB 分別在SPS、EPS 和TPS 控制策略下工作模式進(jìn)行了分析，經(jīng)過理論推導(dǎo)得到電流和回流功率計(jì)算公式。基于PSpice 仿真軟件建立了實(shí)際器件模型，并搭建了雙向有源全橋DC-DC 變換器電路拓?fù)淠Ｐ?。通過仿真，得出三種控制策略下的電流和回流功率。結(jié)果表明，TPS 控制策略下，電流、回流功率及器件負(fù)荷最小，有小部分功率回流到變壓器一次側(cè)，能量利用率最高，仿真結(jié)果與理論計(jì)算結(jié)果相吻合。驗(yàn)證了所建仿真模型及仿真方法的準(zhǔn)確性，能夠真實(shí)地顯示電路工作特性，為后續(xù)深入研究提供參考。