郭亞楠，杜會(huì)文，丁毓恒，趙子正

（中電科思儀科技股份有限公司，山東 青島 266555）

0 引言

頻譜分析儀作為重要的電磁信號(hào)測(cè)試測(cè)量設(shè)備，已經(jīng)成為電子工程師不可或缺的頻域測(cè)量工具。近年來，隨著5G NR Sub-6 GHz 產(chǎn)品的迅速普及，射頻頻段頻譜分析儀的需求量不斷增加，小型化、低成本、高性能的射頻頻譜儀受到用戶的喜愛。本文在此基礎(chǔ)上進(jìn)行研究，實(shí)現(xiàn)頻譜儀射頻前端的集成化、低成本設(shè)計(jì)[1-2]。

現(xiàn)代頻譜分析儀一般采用超外差變頻接收方案，將射頻信號(hào)經(jīng)過多級(jí)混頻轉(zhuǎn)化為固定中頻信號(hào)，然后對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行采集處理，最終實(shí)現(xiàn)頻譜分析功能。與傳統(tǒng)測(cè)試領(lǐng)域不同，5G NR 測(cè)試場(chǎng)景對(duì)射頻通道的相鄰頻道泄漏比（Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR）指標(biāo)提出了更高的要求，而ACLR 指標(biāo)又受接收通道噪聲系數(shù)及三階截獲點(diǎn)的制約，因此在射頻前端的方案設(shè)計(jì)中必須統(tǒng)籌考慮這些指標(biāo)的分配，以滿足通信測(cè)試要求。

1 變頻接收系統(tǒng)介紹

當(dāng)前，主流的頻譜分析儀變頻接收系統(tǒng)均采用超外差式的變頻方案，其特點(diǎn)是對(duì)于低頻信號(hào)，先通過可變的本振將其搬移到較高的頻率上，然后通過固定本振將其變換到較低的中頻上；對(duì)于高頻信號(hào)，則直接通過可調(diào)諧本振將其變換到較低的中頻頻率上以方便后級(jí)采集處理模塊對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行量化處理。圖1 為采用2 級(jí)變頻方案的接收分析系統(tǒng)框圖，變頻調(diào)諧關(guān)系為：

圖1 接收變頻系統(tǒng)框圖

式中：FLO1為調(diào)諧一本振信號(hào)，其頻率可變；FRF為輸入的射頻信號(hào)，F(xiàn)IF1為第一中頻信號(hào)，F(xiàn)LO2為二本振信號(hào)，其頻率固定；FIF2為第二中頻信號(hào)；N為第一本振諧波次數(shù)，由變頻接收系統(tǒng)采用基波混頻方式或諧波混頻方式而定。

為保證接收鏈路靈敏度、雜散、鏡頻抑制等指標(biāo)以及考慮到簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì)復(fù)雜度，方便器件選型等因素，通常FIF1，F(xiàn)LO2，F(xiàn)IF2的值是固定不變的，而FLO1隨著FRF變化而改變。例如，對(duì)于輸出中頻為75 MHz 的接收變頻系統(tǒng)，通常FIF1選取450 MHz，F(xiàn)LO2選取375 MHz；對(duì)于輸出中頻為21.4 MHz 的接收變頻系統(tǒng)，通常FIF1選取321.4 MHz，F(xiàn)LO2選取300 MHz[3]。

2 方案的實(shí)現(xiàn)

2.1 方案設(shè)計(jì)

8 GHz 射頻前端設(shè)計(jì)方案如圖2 所示。方案可分為兩部分，一是預(yù)選單元，二是變頻單元。

圖2 射頻前端設(shè)計(jì)方案

預(yù)選單元要實(shí)現(xiàn)對(duì)射頻輸入信號(hào)從3 Hz 到8 GHz 頻率范圍的跟蹤預(yù)選。為滿足射頻接收前端集成化、低成本的要求，預(yù)選功能采用開關(guān)濾波的技術(shù)方案。

預(yù)選的目的是限制進(jìn)入混頻器的信號(hào)帶寬，防止出現(xiàn)頻譜混疊現(xiàn)象，造成假響應(yīng)。若將每一路預(yù)選的帶寬設(shè)計(jì)得較寬，有助于減少濾波器的數(shù)量，從而減少開關(guān)的級(jí)聯(lián)數(shù)量，減少插損，從而實(shí)現(xiàn)接收通道較好的噪聲系數(shù)，但是會(huì)增加濾波器的設(shè)計(jì)難度，惡化濾波器的帶外抑制；若設(shè)計(jì)的較窄，則相反，接收通道噪聲系數(shù)會(huì)顯著惡化。

通過對(duì)可用微波電子開關(guān)的功能和性能進(jìn)行分析，結(jié)合設(shè)計(jì)要求，本文將3 Hz～8 GHz 的射頻輸入頻段劃分為5 段，每一段對(duì)應(yīng)一組濾波器。其中，3 Hz～4 GHz 采用一路微帶橢圓低通濾波器，4 GHz～8 GHz 劃分為4 段，其預(yù)選均采用發(fā)夾形式微帶濾波器設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。為方便描述，下文將3 Hz～4 GHz 記為0 波段，4 GHz～8 GHz 記為1波段。

變頻單元實(shí)現(xiàn)對(duì)0 波段、1 波段輸入射頻信號(hào)的變頻。兩個(gè)波段均采用兩次變頻的方案變換至425 MHz 的采樣中頻。其中，3 Hz～4 GHz 的0 波段采取先上變頻再下變頻的方案，4 GHz～8 GHz 的1 波段采用兩次下變頻的方案。兩個(gè)波段共用5～10 GHz 調(diào)諧第一本振信號(hào)，第一本振通過開關(guān)切換送入兩個(gè)波段的第一變頻器，為兩個(gè)波段之間提供一定的隔離。射頻通道板輸入的第二本振信號(hào)為2.4 GHz，對(duì)于0 波段，須將2.4 GHz 在印制板上進(jìn)行倍頻至4.8 GHz 并放大后作為0 波段第二變頻器的二本振；對(duì)于1 波段，2.4 GHz 信號(hào)放大后可以直接作為1 波段第二變頻器的二本振信號(hào)。

2.2 中頻規(guī)劃及雜散計(jì)算

由于變頻接收通道上混頻器、放大器等器件的非線性效應(yīng)，本振的諧波及寄生信號(hào)、混頻器的多次交調(diào)產(chǎn)物等雜波極易落入中頻帶內(nèi)形成干擾。因此，選擇合理的混頻方案，使得非線性帶來的多次交調(diào)干擾產(chǎn)物盡量不要落在中頻信號(hào)帶寬之內(nèi)，需要在系統(tǒng)設(shè)計(jì)之初對(duì)接收通道的雜散特性進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，盡量避免低階交調(diào)產(chǎn)物落在通道內(nèi)[4-6]。

下面以0 波段為例進(jìn)行說明。一般來說，變頻接收系統(tǒng)的中頻選擇應(yīng)該遠(yuǎn)離射頻頻率范圍，否則，當(dāng)輸入射頻信號(hào)與中頻信號(hào)頻率相同時(shí)，泄漏到中頻通道的射頻信號(hào)會(huì)影響測(cè)量結(jié)果。因此，選取的中頻頻率IF1 應(yīng)在所關(guān)注的最高調(diào)諧頻率RFmax之上（4 GHz），同時(shí)受本振最高調(diào)諧頻率LO1max（10 GHz）的制約，中頻頻率應(yīng)在LO1max-RFmax之內(nèi)，因此中頻頻率只能在4～6 GHz 這個(gè)頻率范圍內(nèi)進(jìn)行選擇。又考慮到接收通道需對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行有效抑制，同時(shí)保證4 GHz 的靈敏度指標(biāo)，因此中頻信號(hào)不能離4 GHz 頻點(diǎn)太近。綜合考慮后，將中頻選為5.225 GHz。

表1 給出了射頻信號(hào)與本振信號(hào)多級(jí)交調(diào)產(chǎn)物的分布情況。交調(diào)產(chǎn)物階數(shù)m+n≥4 時(shí)，可獲得良好的抑制特性。

表1 混頻方案在混頻器上的交調(diào)產(chǎn)物分布

2.3 噪聲系數(shù)及線性指標(biāo)預(yù)計(jì)

頻譜分析儀靈敏度計(jì)算公式如下：

式中：BW為頻譜分析儀的分辨率帶寬，NF為頻譜分析儀的噪聲系數(shù)。

由式（3）可知，頻譜分析儀的接收靈敏度主要由其分辨率帶寬及噪聲系數(shù)決定，而歸一化到1 Hz帶寬的靈敏度則主要由其通道的噪聲系數(shù)決定。因此，為提高頻譜分析儀的靈敏度，需在通道設(shè)計(jì)中降低其噪聲系數(shù)。通道鏈路的噪聲系數(shù)級(jí)聯(lián)公式如下：

式中：Fi,i=1,2,…,n為鏈路中各級(jí)模塊的噪聲系數(shù)，Gi,i=1,2,…,n為鏈路各模塊增益。由級(jí)聯(lián)公式可知，鏈路的噪聲系數(shù)主要由中頻放大器前鏈路的插損及中頻放大器的增益所決定，放大器插損越小，放大器增益越大，則鏈路的噪聲系數(shù)越小。另外，放大器的增益又會(huì)影響鏈路的線性指標(biāo)。因此放大器的增益選擇要進(jìn)行綜合考慮，使得鏈路的綜合指標(biāo)達(dá)到最佳狀態(tài)。

接收鏈路輸入三階截獲點(diǎn)（IIP3）級(jí)聯(lián)公式如下：

式中：IIP3,s為接收鏈路級(jí)聯(lián)后輸入三階截獲點(diǎn)指標(biāo)，IIP3,k，k=1,2,…,n為接收鏈路各模塊輸入三階截獲點(diǎn)指標(biāo)，n為鏈路級(jí)聯(lián)的模塊個(gè)數(shù)，Gi,i=1,2,…,n為鏈路各模塊增益。

級(jí)聯(lián)三階截獲點(diǎn)的特征與級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)的特征不同，第一個(gè)模塊的截獲點(diǎn)與其他模塊的截獲點(diǎn)相比，并不占主導(dǎo)地位。相反，鏈路中具有最小截獲點(diǎn)的模塊比第一個(gè)模塊影響力大并且主導(dǎo)了最終的截獲點(diǎn)指標(biāo)。

射頻前端ACLR 指標(biāo)可按如下公式進(jìn)行估算[7-8]：

式中：PTRR（PEP to RMS Ratio）為調(diào)制信號(hào)峰均比，NSD為頻譜分析儀的靈敏度，單位為dBm/Hz，BW為分析帶寬。

3 指標(biāo)測(cè)試

對(duì)射頻前端的ACLR 指標(biāo)進(jìn)行了測(cè)試，這里選取Sub-6 GHz 頻段的常用頻點(diǎn)2.6 GHz，4.9 GHz進(jìn)行說明，圖3、圖4 為射頻通道在2.6 GHz 頻點(diǎn)上的ACLR 指標(biāo)，LTE 制式下為-67.44 dBc，5G NR為56.88 dBc。圖5、圖6 為射頻通道在4.9 GHz 頻點(diǎn)上的ACLR 指標(biāo)，LTE 制式下為-67.2 dBc，5G NR 為-56.09 dBc，均滿足設(shè)計(jì)要求。

圖3 LTE 制式2.6 GHz 對(duì)應(yīng)的ACLR

圖4 5G NR 制式2.6 GHz 對(duì)應(yīng)的ACLR

圖5 LTE 制式4.9 GHz 對(duì)應(yīng)的ACLR

圖6 5G NR 制式4.9 GHz 對(duì)應(yīng)的ACLR

4 結(jié)語(yǔ)

本研究給出了8 GHz 超外差頻譜分析儀射頻前端的硬件實(shí)現(xiàn)方案，通過對(duì)鏈路各模塊性能指標(biāo)的合理分配，可滿足LTE 制式下ACLR 指標(biāo)優(yōu)于-65 dBc，5G NR ACLR 指標(biāo)優(yōu)于-55 dBc 的設(shè)計(jì)要求。試驗(yàn)結(jié)果表明，本研究取得了良好的設(shè)計(jì)效果，可滿足Sub-6 GHz 場(chǎng)景下的移動(dòng)通信測(cè)試需求。同時(shí)，本研究成果對(duì)其他類型頻譜分析儀射頻前端的設(shè)計(jì)也具有一定的借鑒意義。