趙建欣，廖春連

（中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，石家莊 050081）

1 引言

隨著無線電通信技術(shù)的廣泛應(yīng)用，射頻微波器件的地位顯得舉足輕重，而頻率綜合器電路又是所有上變頻、下變頻電路的核心結(jié)構(gòu)。射頻微波行業(yè)一直致力于提供功能更強(qiáng)、性能更高、尺寸更小、成本更低的微波集成電路，特別是進(jìn)入到納米、亞納米的工藝量級，CMOS[1]技術(shù)在射頻領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用。

頻率綜合器電路是變頻芯片的心臟，變頻芯片實(shí)現(xiàn)功能的關(guān)鍵是頻率綜合器電路的正常工作。頻率綜合器所產(chǎn)生的本振信號相位噪聲會(huì)影響信號變頻后的信噪比，目前業(yè)內(nèi)對于頻率綜合器電路的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)已經(jīng)有一些相關(guān)研究。曲明[2]等對頻率綜合器電路中的噪聲抑制提出了行之有效的解決方法，通過調(diào)整鑒相器延遲、消除電荷泵泄露以及降低環(huán)路濾波器的電阻熱噪聲等方法實(shí)現(xiàn)了頻率綜合器的低噪聲設(shè)計(jì)，可行性高、效果好。該研究是基于S 波段2～4 GHz 的電路設(shè)計(jì)，對于實(shí)現(xiàn)更高頻率、更大帶寬的頻率綜合器電路中的低噪聲設(shè)計(jì)，則需要更多方式來進(jìn)一步抑制環(huán)路中噪聲的產(chǎn)生。

無線電通信系統(tǒng)的收發(fā)機(jī)通信速度與工作帶寬以及高精度頻率源的頻率穩(wěn)定度是正相關(guān)的，帶寬越大則通信速度越快。代傳堂[3]對于超寬帶頻率綜合器的設(shè)計(jì)提出了一種低噪聲方案，可以覆蓋10～20 GHz的超寬頻段，且相位噪聲更是達(dá)到了－109 dBm/Hz@1 kHz，但是該方案主要是基于芯片產(chǎn)品的模塊級設(shè)計(jì)，尺寸較大、不利于小型化設(shè)計(jì)與應(yīng)用，而且選用的HMC733 壓控振蕩器（VCO）和UXD20P 分頻器等器件均為進(jìn)口芯片，無法實(shí)現(xiàn)自主可控。在當(dāng)下日趨緊張的國際環(huán)境中，芯片供應(yīng)問題已經(jīng)成為遏制大多數(shù)產(chǎn)業(yè)發(fā)展的關(guān)鍵因素，一款完全自主可控的芯片就顯得尤為重要。

本文設(shè)計(jì)了一種低噪聲、超寬帶、全集成可重構(gòu)的高性能頻率綜合器電路，覆蓋了25 MHz～12 GHz 的超寬帶頻率，更有利于超寬帶射頻收發(fā)電路的實(shí)現(xiàn)和應(yīng)用，滿足了諸多無線電通信電路結(jié)構(gòu)的應(yīng)用需求。

2 整體結(jié)構(gòu)

該正交輸出、全集成可重構(gòu)的頻率綜合器電路主要包括兩部分：頻率綜合器部分鎖相環(huán)（PLL）和本振產(chǎn)生電路（LO）。PLL 電路包含鑒頻鑒相器（PFD）[4]、電荷泵（CP）、環(huán)路濾波器（LPF）、分頻器（DIV）、自動(dòng)頻率控制（AFC）、VCO 和Delta-Sigma 調(diào)制器（DSM）[5]。本振信號產(chǎn)生電路主要由多個(gè)分頻器和多個(gè)多路選擇器（MUX）組成，能夠給后級混頻器提供25 MHz～12 GHz 的正交信號[6]。

為了滿足覆蓋25 MHz～12 GHz 的正交輸出，適合做到片上全集成以及得到盡可能優(yōu)的相位噪聲，本電路采用電荷泵頻率綜合器架構(gòu)的設(shè)計(jì)，使用雙核VCO來覆蓋足夠?qū)挼念l率范圍，多級級聯(lián)的本振信號生成技術(shù)實(shí)現(xiàn)本振的IQ 正交信號輸出，整體功能框圖如圖1 所示。

圖1 頻率綜合器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

其中AFC 提供了自動(dòng)鎖頻環(huán)路，幫助PLL 實(shí)現(xiàn)快速的自動(dòng)鎖定；環(huán)路濾波器則需要大幅減小傳統(tǒng)的電路設(shè)計(jì)面積以便實(shí)現(xiàn)片上集成；VCO 電路模塊需要滿足12～24 GHz 的頻率調(diào)諧范圍[7]；LO 使用分頻器級聯(lián)鏈產(chǎn)生25 MHz～12 GHz 的正交輸出；Feed-Back 使用預(yù)分頻和十級多模級聯(lián)分頻器（MMD）實(shí)現(xiàn)了128～2047 的寬范圍分頻比，以滿足參考頻率fREF在10～40 MHz 的范圍內(nèi)變化時(shí)，VCO 覆蓋12～24 GHz 的頻率要求[8]。

一個(gè)高性能的頻率綜合器主要體現(xiàn)在低雜散和低噪聲兩個(gè)方面。在低雜散方面，本設(shè)計(jì)采用了高階多級噪聲整形（MASH）結(jié)構(gòu)的DSM，利用其調(diào)制技術(shù)的高頻傳輸特性將量化過程中產(chǎn)生的小數(shù)雜散能量搬移到高頻部分，再利用PLL 本身固有的低通濾波功能濾除小數(shù)雜散。這個(gè)方法有效地消除了由累加器量化誤差產(chǎn)生的小數(shù)分頻雜散，從而提高了小數(shù)分頻器的頻譜純度。而且可以根據(jù)PFD 的死區(qū)延遲時(shí)間、前置分頻器的分頻模式進(jìn)行數(shù)字調(diào)整，有效地減少了PFD、電荷泵線性度不好帶來的帶內(nèi)雜散。此外，20 bit的DSM 與分頻器配合實(shí)現(xiàn)了頻率步進(jìn)低至39 Hz 的小數(shù)分頻[9]。

在低噪聲方面，本設(shè)計(jì)的各個(gè)模塊電路都做了進(jìn)一步優(yōu)化，使得各部分的附加相位噪聲做到最小。與此同時(shí)，更大的電荷泵電流、更高的環(huán)路帶寬以及更小的環(huán)路分頻比都能極大地降低環(huán)路噪聲，從而大大優(yōu)化了頻率綜合器電路的噪聲性能。

3 主要電路的分析與設(shè)計(jì)

3.1 寬帶高頻VCO 的設(shè)計(jì)

為了覆蓋25 MHz～12 GHz 的超寬帶正交PLL 輸出，VCO 需要能夠覆蓋12～24 GHz 的頻率范圍[10]。為了實(shí)現(xiàn)大于60%的頻率調(diào)諧范圍，本設(shè)計(jì)采用了雙核VCO 的結(jié)構(gòu)（如圖2 所示），從而保證了連續(xù)的頻率調(diào)諧范圍。其中低頻和高頻VCO 分別覆蓋12～18 GHz和18～24 GHz 的頻率范圍，并在兩者之間設(shè)置適當(dāng)?shù)念l率交疊區(qū)間，以避免流片后因工藝影響導(dǎo)致的調(diào)諧頻率空擋區(qū)[11]。

圖2 VCO 結(jié)構(gòu)

VCO 架構(gòu)采用了NMOS-Only Class-B 架構(gòu)，調(diào)整擺幅最大化輸出，在降低高頻分頻器設(shè)計(jì)難度的同時(shí)還能獲得更為優(yōu)異的相位噪聲性能[12]。VCO 能夠根據(jù)當(dāng)前的諧振頻率來調(diào)節(jié)變?nèi)莨艿慕尤霐?shù)量、削弱Kvco的變化、降低調(diào)幅-調(diào)相（AM-PM）相位噪聲的轉(zhuǎn)化，保證環(huán)路特性的穩(wěn)定。當(dāng)使能VCO bias 電路以及VCO Buffer 電路時(shí)，可進(jìn)行頻段的切換，此時(shí)VCO Buffer中的電容值可自動(dòng)調(diào)整，從而達(dá)到改變峰值頻率、拓展帶寬[13]的目的。

3.2 LO 信號產(chǎn)生器

LO 能夠產(chǎn)生25 MHz～12 GHz 的正交信號，其整體結(jié)構(gòu)如圖3 所示。該LO 按工作頻段劃分為三部分電路：高頻段（6～12 GHz）、中頻段（750 MHz～16 GHz）和低頻段（23.4375～750 MHz）。分頻器主要由預(yù)分頻器和MMD 構(gòu)成。其中，前三級為電流模式邏輯（CML）結(jié)構(gòu)，后七級為CMOS 結(jié)構(gòu)。高頻段由預(yù)分頻器提供；中頻段通過多模級聯(lián)分頻器的三級CML 結(jié)構(gòu)分頻器提供；低頻段由多模級聯(lián)分頻器的CMOS 分頻器提供。

圖3 LO 信號產(chǎn)生器結(jié)構(gòu)

在高頻段，預(yù)分頻器采用了高速、寬帶、大擺幅輸出的分頻器結(jié)構(gòu)，可以在滿足高頻率和大帶寬工作的同時(shí)，輸出更大的擺幅，并且可以在有效降低下一級設(shè)計(jì)難度的同時(shí)，大大降低Buffer 的功耗。

在中頻段采用的三級CML 分頻器結(jié)構(gòu)中，取消了電流源的設(shè)計(jì)，因而減少了電流限制和壓降損失。設(shè)計(jì)時(shí)，在輸入管的柵端串聯(lián)了隔直電容，不僅避免了前一級電路的直流工作點(diǎn)對該級分頻器工作的影響，而且還可以使該分頻器的直流（DC）偏置點(diǎn)變得可調(diào)，從而進(jìn)一步增強(qiáng)穩(wěn)健性。中頻段通過一個(gè)CML 結(jié)構(gòu)的多路MUX 進(jìn)行選通合并，最終在MUX 輸出端產(chǎn)生了750 MHz～6 GHz 的正交信號。在本頻段電路設(shè)計(jì)中，每一級結(jié)構(gòu)都包含前后兩個(gè)CML 分頻器，一個(gè)用于產(chǎn)生正交信號，另一個(gè)用于產(chǎn)生下一級的差分輸入信號。通過將IQ 正交信號和差分信號分離的方式提高IQ 正交性能并能有效降低設(shè)計(jì)難度。而且由于這兩個(gè)CML 分頻器分別工作在不同頻率范圍，時(shí)分復(fù)用，從而降低了功耗。

低頻段電路中采用了五級級聯(lián)CMOS 分頻器，包含了四級差分分頻器和一級IQ 正交分頻器，能產(chǎn)生23.4375～750 MHz 的IQ 正交信號。這種結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢在于僅處理一組IQ 正交信號即可，可有效降低MUX 的面積功耗及版圖設(shè)計(jì)的復(fù)雜度。

中、低頻段部分會(huì)通過一個(gè)多路MUX 進(jìn)行合并，獲得23.4375 MHz～6 GHz 的正交信號。高頻段6～12 GHz 的正交信號和中低頻段通過共用電阻負(fù)載的MUX 合并后，最終輸出23.4375 MHz～6 GHz 的正交信號，輸出MUX 電路結(jié)構(gòu)如圖4 所示。高頻段電路通過隔直偏置的方式獲得最佳的工作DC 點(diǎn)，低頻部分則由于擺幅較大，通過直連的方式進(jìn)行互聯(lián)。

圖4 輸出MUX 電路結(jié)構(gòu)

3.3 環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)

通常情況下，環(huán)路濾波器是設(shè)計(jì)在PLL 片外的，為了減少片外的元器件數(shù)量，便于產(chǎn)品應(yīng)用，在本設(shè)計(jì)中實(shí)現(xiàn)了環(huán)路濾波器的片上全集成。環(huán)路濾波器電路結(jié)構(gòu)如圖1 中Loop FILTER 框中所示。

優(yōu)異的低噪聲性能是一個(gè)高性能頻率綜合器電路性能的重要體現(xiàn)，優(yōu)化環(huán)路噪聲的一個(gè)重要方法就是通過增大環(huán)路濾波器中的電容值來增大電荷泵的電流，從而降低電荷泵的噪聲以及濾波器電阻的噪聲；此外，更大的環(huán)路帶寬也能有效抑制帶外VCO 的相位噪聲。

而在此設(shè)計(jì)中，C2值可達(dá)到納法（nF）級，并且為了實(shí)現(xiàn)全集成及提高電容密度，C2選用了MOM（Metal Oxide Metal）電容以及高壓管堆疊設(shè)計(jì)制作，大大減小了整個(gè)濾波器的面積，使得片上集成成為可能。與此同時(shí)，環(huán)路濾波器中的所有阻容參數(shù)均可通過寄存器實(shí)現(xiàn)控制調(diào)節(jié)，可以根據(jù)實(shí)際的應(yīng)用環(huán)境調(diào)節(jié)環(huán)路濾波器的帶寬及階數(shù)（其中C3、C4、R3和R4均能完全關(guān)斷）。環(huán)路濾波器帶寬的可調(diào)節(jié)范圍大大提高，可以更好地抑制帶外VCO 的相位噪聲。此外濾波器參數(shù)的選取還保證了覆蓋所有頻率范圍，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)了可重構(gòu)的目的。

4 整體電路環(huán)路仿真結(jié)果

頻率綜合器電路的仿真條件設(shè)定為電荷泵電流為1 mA、環(huán)路帶寬為200 kHz、分頻比為150 的工作狀態(tài)。在25 ℃時(shí)TT 工藝角的參數(shù)條件下進(jìn)行的仿真結(jié)果表明，此時(shí)VCO 輸出頻率為6 GHz（12 GHz/2），Vtune的穩(wěn)定電壓為726 mV，穩(wěn)定時(shí)間不超過5 μs。PLL的相位噪聲擬合結(jié)果顯示100 kHz 頻偏處相位噪聲低于96 dBc/Hz。圖5 中實(shí)線為Vtune的穩(wěn)定過程曲線，虛線為鎖定頻率穩(wěn)定過程曲線。圖6 為輸出信號的相位噪聲擬合結(jié)果。

圖5 瞬態(tài)仿真結(jié)果@6 GHz

圖6 相位噪聲擬合結(jié)果@6 GHz

將仿真條件設(shè)為環(huán)路帶寬為450 kHz、分頻比為300 時(shí)，此條件下的仿真結(jié)果表明，此時(shí)VCO 輸出頻率為12 GHz（24 GHz/2），Vtune的穩(wěn)定電壓為529 mV，穩(wěn)定時(shí)間不超過5 μs。PLL 的相位噪聲擬合結(jié)果顯示其100 kHz 頻偏處相位噪聲低于93 dBc/Hz。圖7 中的實(shí)線為Vtune的穩(wěn)定過程曲線，虛線為鎖定頻率穩(wěn)定過程曲線。圖8 為輸出信號的相位噪聲擬合結(jié)果。

圖7 瞬態(tài)仿真結(jié)果@12 GHz

圖8 相位噪聲擬合結(jié)果@12 GHz

本設(shè)計(jì)中主要模塊對應(yīng)電源域的功耗如表1 所示，PLL 核心（表中前3 行）總共消耗電流93.22 mA，LO 產(chǎn)生模塊消耗電流76.4mA，典型總功耗203mW。

表1 不同電源域功耗

5 測試結(jié)果與分析

本設(shè)計(jì)采用CMOS 工藝流片，芯片尺寸為0.658 mm×1.2 mm，DUT 測試評估板采用die 到印制電路板（PCB）的引線鍵合方式。整體電路工作狀態(tài)由數(shù)字控制模塊的串行接口（SPI）在上位機(jī)PC 端通過圖形化軟件操作控制，參考時(shí)鐘以及數(shù)字控制模塊SPI 的時(shí)鐘信號均由外部頻率為40 MHz 的溫補(bǔ)石英晶體振蕩器提供。

通過調(diào)整MMD 的配置，可實(shí)現(xiàn)最低23.4375 MHz（12 GHz/512）的頻率輸出，當(dāng)MMD 設(shè)置為不分頻時(shí)，最終頻譜測試和相位噪聲指標(biāo)測試結(jié)果分別如圖9 和圖10 所示。從測試圖形中可以看到：VCO 輸出頻率分別為6 GHz 和12 GHz 時(shí)，頻率綜合器輸出相位噪聲均不大于－85 dBc/Hz@100 kHz offset。

圖9 6 GHz 頻譜測試和相位噪聲指標(biāo)測試結(jié)果

圖10 12 GHz 頻譜測試和相位噪聲指標(biāo)測試結(jié)果

6 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于超寬帶射頻收發(fā)電路的高性能頻率綜合器電路，集成了雙核VCO、PFD、電荷泵、環(huán)路濾波器、自動(dòng)頻率控制分頻器和DSM，可以給收發(fā)機(jī)中的后級混頻器提供25 MHz～12 GHz 的差分IQ 信號，并且實(shí)測結(jié)果性能良好，適用性強(qiáng)，可以滿足該頻段收發(fā)機(jī)的上下變頻處理，對于多頻段一體化通信、雷達(dá)無線電跳頻、軟件無線電及相關(guān)領(lǐng)域具有一定的參考意義。