付興武，郭晉龍，楊玉崗

（遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105）

0 引言

在電動(dòng)汽車的電源電路中，DC-DC變換器應(yīng)用于高壓直流母線之間的連接，對(duì)低壓負(fù)載進(jìn)行供電.此時(shí)，需要在變換器中加變壓器實(shí)現(xiàn)電氣隔離來避免高壓對(duì)低壓電源系統(tǒng)的危害[1].LLC諧振變換器可以實(shí)現(xiàn)寬輸入電壓范圍的零電壓開通（ZVS，Zero Voltage Switching）和次級(jí)側(cè)的零電流關(guān)斷（ZCS，Zero Current Switching），因此，可以在開關(guān)頻率較高的情況下工作，并且能獲得較高的運(yùn)行效率以及功率密度，普遍應(yīng)用于新能源電動(dòng)汽車等領(lǐng)域[2-6].對(duì)于在大功率場(chǎng)合使用的LLC諧振變換器，功率器件上的高電壓、電流應(yīng)力可能導(dǎo)致其效率和可靠性降低，多相并聯(lián)技術(shù)可以很好地解決此問題[7-11].實(shí)際設(shè)計(jì)中，多相LLC諧振轉(zhuǎn)換器中的變壓器參數(shù)在各相之間不會(huì)完全相同，從而導(dǎo)致并聯(lián)模塊之間的不平衡電流共享.需要采用一定的均流方法以確保相同開關(guān)頻率下每一相電路流過的電流相等、各相之間功率均衡[12-13].文獻(xiàn)[14]提出采用電流平衡單元實(shí)現(xiàn)組合式LLC諧振變換器模塊的均流，通過繞制2個(gè)匝數(shù)一樣的線圈，與諧振變換器的諧振電感串聯(lián)實(shí)現(xiàn)隔離作用.

上述方法均通過增加磁芯或電容電感來實(shí)現(xiàn)均流，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)也更加復(fù)雜，制作成本也隨之增加.因此，提出三相LLC諧振變換器的“Y”型磁芯的磁集成模型.利用基波分析法分析三相LLC諧振變換器工作原理，在此基礎(chǔ)上從磁通的角度分析降低磁性元件損耗的原理，并利用磁仿真軟件搭建“Y”型磁集成模型電感以及磁場(chǎng)設(shè)計(jì)參數(shù)，利用實(shí)驗(yàn)平臺(tái)搭建600 W功率的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證“Y”型磁集成設(shè)計(jì)理論分析的可行性.

1 拓?fù)湓矸治?/h2>

1.1 三相“Y-Y”型拓?fù)?/h3>

圖1給出了交錯(cuò)并聯(lián)“Y-Y”三相LLC諧振變換器的拓樸電路.其中，Q1～Q6為開關(guān)管、Dr1～Dr6為整流管、Lm1～Lm3為對(duì)應(yīng)相變壓器的勵(lì)磁電感、Lr1～Lr3為對(duì)應(yīng)相的諧振電感、Cr1～Cr3為對(duì)應(yīng)相的諧振電容.變壓器初級(jí)側(cè)的開關(guān)以50%的占空比工作，每相上下橋臂開關(guān)以180°的相位差工作，此外，三相之間還引入120°的相差，二次側(cè)整流橋上的6個(gè)二極管依次相差120°導(dǎo)通.

圖1 “Y-Y”型三相LLC變換器電路拓?fù)銯ig.1 topology circuit of "Y-Y" three-phase LLC converter

應(yīng)用基波分析法得到圖1等效交流電路.這種方法常用于單相DC-DC轉(zhuǎn)換器，并已應(yīng)用于分析三相LCC諧振轉(zhuǎn)換器，以及LCL串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器.假設(shè)變比為1，得出圖2交錯(cuò)并聯(lián)三相LLC變換器簡(jiǎn)化電路.

圖2 簡(jiǎn)化的電路拓?fù)銯ig.2 simplified circuit topology

按照?qǐng)D2的等效電路進(jìn)行分析，分為3個(gè)單獨(dú)的相.從每一相來看，可將單相變換器的一個(gè)工作周期拆分為12個(gè)工作狀態(tài)，見圖3.

圖3 三相LLC諧振變換器工作波形Fig.3 working waveform of three-phase LLC resonant converter

1.2 A相諧振網(wǎng)絡(luò)基波等效模型

三相LLC諧振變換器諧振網(wǎng)絡(luò)的分析，可以仿照單相LLC諧振變換器的分析方法[14-15].結(jié)合基波分析法分析三相LLC諧振變換器中的A相諧振回路，首先建立交流等效模型，見圖4.

圖4 A相諧振回路交流等效電路模型Fig.4 equivalent circuit model of phase A phase resonant loop

原邊電壓基波有效值為

副邊電壓基波有效值為

輸出電流的平均值為

式中，im為A相諧振回路輸出電流基波ia的幅值；ω為角速度，rad/s；t為時(shí)間，μs.

通過式（2）和式（3），得交流等效阻抗為

式中，R0為負(fù)載，Ω.

直流電壓增益為

式中，K為電感因數(shù)，K=Lm1/Lr1；fn為歸一化頻率，kHz；Q為品質(zhì)因數(shù).其中，nsr/fff= ，fs為串聯(lián)諧振頻率，kHz；

通過對(duì)上述等效電路模型的分析，結(jié)合單相LLC諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)樣機(jī).表1為試驗(yàn)樣機(jī)的設(shè)計(jì)參數(shù).

表1 樣機(jī)參機(jī)Tab.1 model machine parameters

2 變壓器磁集成

2.1 變壓器結(jié)構(gòu)與磁路模型

在三相LLC變換器的常規(guī)布置中，至少有3個(gè)磁性元件使用了相當(dāng)大的體積和質(zhì)量.將這些磁性元件整合成一個(gè)單一的磁性元件，目的是減小尺寸、降低成本，以及減少銅損耗.因此，圖5為磁集成結(jié)構(gòu)，所有相位為對(duì)稱設(shè)計(jì)，原邊和副邊匝數(shù)相同.漏電感通過改變同一支路上初級(jí)和次級(jí)繞組之間的耦合程度來控制，設(shè)計(jì)的磁化電感通過鐵芯有效磁導(dǎo)率的適當(dāng)設(shè)計(jì)來實(shí)現(xiàn)，即每個(gè)支路中引入的氣隙長(zhǎng)度.此外，所有諧振電容器的諧振電容相同.

圖5 磁芯結(jié)構(gòu)Fig.5 magnetic core structure

圖6 為“Y”型磁芯磁路模型，外部磁環(huán)以及3條支路的磁阻之間具有完全對(duì)稱性.

圖7 （a）為應(yīng)用于集成變壓器中的定制磁芯（“Y”型磁芯），具有3個(gè)傳統(tǒng)LLC諧振變換器需要的EE磁芯見圖7（b）.將定制磁芯與TDK公司生產(chǎn)的3個(gè)EE鐵氧體磁芯進(jìn)行比較.定制磁芯的質(zhì)量為225 g，而3個(gè)EE磁芯的質(zhì)量為345 g.因此，定制的磁芯質(zhì)量減少了35%，變換器的有效體積也顯著降低.

對(duì)于3個(gè)獨(dú)立磁芯來說，中心支柱和2個(gè)外部支柱的橫截面積之間存在差異.因此，需要進(jìn)行磁阻調(diào)節(jié)，以保證相位之間的對(duì)稱性.但是，因?yàn)檎{(diào)節(jié)氣隙的大小與磁阻的變化不能保持一致，所以調(diào)節(jié)比較困難.而對(duì)于“Y”型磁芯，三相各部分支路都具有相同的橫截面積.因?yàn)閰?shù)的微小變化會(huì)在很大程度上影響電壓增益，所以定制磁芯的磁阻對(duì)稱性更好.

2.2 變壓器參數(shù)設(shè)計(jì)

應(yīng)用AP值法設(shè)計(jì)變壓器，磁心尺寸為

式中，γ為鐵損與銅損的比值；ku為窗口利用率；ΔT為升高的溫度，℃；Lm為諧振電感，μH；Bmax為變壓器最大磁通密度，T；Kt為尺寸常數(shù)；kup為一次側(cè)窗口利用率；Im_peak為諧振最大電流，A；Ir_rms為諧振電流有效值，A.

根據(jù)磁導(dǎo)率以及磁飽和密度的需求，磁芯選取鐵氧體磁芯作為集成變壓器的磁芯.按表1的變壓器參數(shù)設(shè)計(jì).

匝數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)需要考慮變壓器的磁飽和，當(dāng)工作頻率取最大值和最小值時(shí)不飽和，且頻率最小時(shí)計(jì)算最大磁感應(yīng)強(qiáng)度，一次側(cè)原邊匝數(shù)為

式中，Kf為尺寸常數(shù)；Ae為磁芯有效截面積，mm2；fmin為最小頻率，kHz.

一次側(cè)線圈匝數(shù)取25，二次側(cè)線圈匝數(shù)為

式中，Np為副邊匝數(shù)，匝；Vd為二極管壓降，V.

取二次側(cè)匝數(shù)為3匝.

諧振變換器工作在較高的頻率范圍，因此在導(dǎo)線選取時(shí)還要考慮趨膚效應(yīng).

趨膚深度為

利茲線線徑選擇由do＜ 2ε決定，選取0.1 mm的利茲線.電流密度為

按照理論設(shè)計(jì)的電流值，然后計(jì)算原副邊導(dǎo)線截面積為

原邊導(dǎo)線截面積

計(jì)算選取變壓器原邊導(dǎo)線為0.1 mm×40 匝的利茲線，副邊導(dǎo)線為0.1 mm×200匝的利茲線.

3 磁仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證三相磁路的磁通，在渦流場(chǎng)態(tài)下加入電流激勵(lì).以A相為例，磁通從“Y”型磁芯的右側(cè)磁柱出發(fā)，通過中心磁柱和左側(cè)磁柱到達(dá)外環(huán)磁路，最后回到右側(cè)磁柱.磁芯選取時(shí)，選擇PC40材質(zhì)的磁芯.為了保證磁芯工作時(shí)不發(fā)生磁飽和，磁通密度的選取要留有足夠余量.磁芯，磁路的磁通密度仿真結(jié)果見圖8，磁通密度分布均勻，沒有出現(xiàn)磁飽和問題.

圖8 磁通密度仿真Fig.8 simulation of magnetic flux density

圖9 為“Y”型磁集成樣機(jī)的三相諧振電流波形與傳統(tǒng)分立的三相諧振電流波形的對(duì)比，磁集成樣機(jī)具有更好的均流效果.圖10為“Y”磁芯與獨(dú)立“EI”磁芯結(jié)構(gòu)從輕載到滿載工作時(shí)的效率對(duì)比.

圖9 諧振電流Fig.9 resonant current

圖10 效率對(duì)比Fig.10 efficiency comparison

4 結(jié)論

在傳統(tǒng)的三相LLC變換器中有多個(gè)磁性元件，具有相當(dāng)大的體積，影響變換器的效率.因此提出一種“Y”型磁集成變壓器結(jié)構(gòu)，通過和傳統(tǒng)三相獨(dú)立“EI”磁芯的磁集成結(jié)構(gòu)對(duì)比，磁集成結(jié)構(gòu)具有如下優(yōu)點(diǎn).

（1）諧振變換器“Y”的整體體積減少超過28%.

（2）集成磁件利用疊加原理降低了公共磁路的磁通擺幅，在效率上與分立磁件相比也有所提升.

（3）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)更加對(duì)稱，各相負(fù)載電流更加 均衡，具有很好的均流效果.

（4）“Y”磁集成模型的提出使三相諧振變換器的整體磁件數(shù)變少，結(jié)構(gòu)更對(duì)稱.