許彩望，邢麗坤

(安徽理工大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，安徽 淮南 232001)

隨著汽車數(shù)量爆炸式的增長，汽車尾氣的排放對環(huán)境造成了巨大的破壞，汽車數(shù)量的大量增長的同時會消耗更多的化石能源，因此國家現(xiàn)在大力發(fā)展電能以取代化石能源。鋰電池因具有電池容量大、充電速度快、壽命長等優(yōu)點(diǎn)被運(yùn)用于電動汽車[1]。陸江華等人[2]研究了鋰電池分階段的充電過程，其主要分為恒流充電和恒壓充電階段?，F(xiàn)在電動汽車基本都依賴于插頭和插座等有線設(shè)備來完成充電任務(wù)。因電動汽車有線充電在拔插充電插頭時會產(chǎn)生電火花，并且有導(dǎo)線的束縛，因此，有線充電方式有安全性不高且不靈活的缺點(diǎn)。使用無線充電(WPT)技術(shù)替代有線充電方式可以避免電動汽車充電時產(chǎn)生的電火花且可以擺脫導(dǎo)線的束縛。電磁感應(yīng)式、磁耦合諧振式、電場耦合式、電磁輻射式這四種方式是現(xiàn)在運(yùn)用成熟的無線充電技術(shù)[3]。磁耦合諧振式無線充電(MCRWPT)在充電距離、功率等級等方面均滿足電動汽車無線充電的要求。圖1是電動汽車無線充電原理框圖。

圖1 電動汽車無線充電原理框圖

電動汽車無線充電主要包括發(fā)射線圈(原邊)側(cè)整流濾波部分、高頻逆變部分、發(fā)射線圈、接收線圈(副邊)、發(fā)射和接收補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、松耦合變壓器、接收線圈側(cè)的整流濾波、電池負(fù)載。工頻交流電經(jīng)過原邊整流濾波電路得到直流電，獲得的直流電經(jīng)過高頻逆變部分變成高頻交流電，為減少電能在傳輸過程中的消耗，得到較高的電能傳輸效率，需要在原、副邊側(cè)增加補(bǔ)償裝置。補(bǔ)償過后的交流電通過磁耦合方式經(jīng)發(fā)射線圈傳輸?shù)浇邮站€圈，經(jīng)接受補(bǔ)償后的電能再經(jīng)過整流濾波得到電動汽車電池所需的直流電。磁耦合諧振式無線充電系統(tǒng)中補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)類型及補(bǔ)償參數(shù)對系統(tǒng)輸出的功率和效率有很大的影響[4-5]?；镜难a(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)有，SS、SP、PS、PP這四種。其中SS補(bǔ)償拓?fù)湟蚪Y(jié)構(gòu)簡單具有恒流輸出的特性被廣泛運(yùn)用，高階補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中雙邊LCC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)運(yùn)用較為廣泛[6-9]。劉旭[10]比較了S-S型和LCC-LCC(雙邊LCC)結(jié)構(gòu)MCRWPT系統(tǒng)輸出特性并得出兩個系統(tǒng)均可以實現(xiàn)恒流輸，LCC-LCC結(jié)構(gòu)的MCRWPT系統(tǒng)更穩(wěn)定，選頻特性優(yōu)良，在輕載情況下系統(tǒng)效率明顯要比S-S型系統(tǒng)效率高，同時雙邊LCC結(jié)構(gòu)還具有較強(qiáng)的原副線圈的抗偏移能力，但未給出不改變LCC-LCC結(jié)構(gòu)參數(shù)同時可以實現(xiàn)恒壓輸出。儲海軍[11]運(yùn)用T型等效原理研究雙邊LCC補(bǔ)償?shù)暮懔鬏敵?。韓如成等人[12]闡述磁耦合感應(yīng)式無線電能傳輸系統(tǒng)頻率分裂的原因及解決辦法。

本文基于以上研究基礎(chǔ)，先建立電動汽車無線充電系統(tǒng)的恒流、恒壓輸出模型并分析系統(tǒng)恒流、恒壓輸出所需條件，接著設(shè)計一個無線充電系統(tǒng)，通過僅改變系統(tǒng)的驅(qū)動頻率，實現(xiàn)系統(tǒng)的恒流恒壓輸出，最后通過matlab中的simulink模塊進(jìn)行驗證。

1 MRCWPT系統(tǒng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出特性分析

圖2是雙邊LCC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的MRCWPT系統(tǒng)原理圖。圖2中的UDC是直流輸入電壓，S1、S2、S3、S4是實現(xiàn)逆變功能的場效應(yīng)管(控制場效應(yīng)管的信號頻率為系統(tǒng)的驅(qū)動頻率)，D1、D2、D3、D4為續(xù)流二極管，LP、LS、M分別是原邊線圈自感、副邊線圈自感、原副邊線圈互感，電感Lf1和電容Cf1、C1L組成了原邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，C2L、Cf2、Lf2是副邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電容和電感。整流橋完成補(bǔ)償后電能的整流及濾波任務(wù)，ZL是負(fù)載阻抗，UO、IO分別為MRCWPT系統(tǒng)的輸出電壓、電流。Uab、Iab是逆變部分的輸出電壓和輸出電流，Ucd、Icd是副邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓、電流。原副邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中各補(bǔ)償元件及松耦合變壓器的參數(shù)對無線充電系統(tǒng)電能傳輸效率有著重要影響。

圖2 雙邊LCC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的MRCWPT系統(tǒng)原理圖

1.1 雙邊LCC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的恒流輸出分析

圖3是雙邊LCC的WPT系統(tǒng)等效電路。為便于分析，忽略電路中數(shù)值較小的電壓源Uab1的內(nèi)阻和原、副邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中串聯(lián)電感Lf1和Lf2的寄生電阻，原、副邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的串并聯(lián)電容C1L、C2L、Cf1、Cf2的寄生電阻以及松耦合變壓器原、副邊線圈的電阻，只考慮電路各元件的電容電感。

圖3 雙邊LCC的WPT系統(tǒng)等效電路

根據(jù)圖3所示的等效電路和基爾霍夫電壓定律列出式(1)所示的回路方程。

(1)

式(1)中a、b、c、d、e、f、g的值如式(2)所示。

(2)

當(dāng)雙邊LCC的MRCWPT系統(tǒng)諧振腔的角頻率滿足式(3)時，原、副邊的LCC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)都處于同頻率諧振狀態(tài)時，這時系統(tǒng)的阻抗最小，電能在傳輸?shù)倪^程中損耗最少，系統(tǒng)通過原副線圈傳輸?shù)哪芰孔疃唷?/p>

(3)

式(3)中ωC是諧振腔的諧振角頻率(2πfC=ωC)，fC是諧振腔的諧振頻率。

聯(lián)合式(1)-式(3)可得到各支路電流分別如式(4)-式(7)所示。

(4)

(5)

(6)

(7)

從式(7)可以看出副邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出電流Icd的大小與負(fù)載無關(guān)，只和系統(tǒng)的諧振角頻率、輸入電壓及原、副邊補(bǔ)償電感值及互感有關(guān)。因此雙邊LCC的MCRWPT系統(tǒng)在頻率為ωC下可實現(xiàn)恒流輸出。式(8)和(9)分別為原、副邊阻抗。

(8)

(9)

圖4為MCRWPT阻抗折算后的電路。

圖4 MCRWPT系統(tǒng)阻抗折算后的電路

副邊的反射阻抗式(10)所示。

(10)

結(jié)合式(8)-式(10)得到諧振時輸入阻抗如式(11)所示。

(11)

由式(11)可以得出在恒流輸出時輸入電壓Uab1和輸入電流Iab同相位(ZPA)，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗為阻性，此時電能在傳輸過程中損耗最小。

1.2 雙邊LCC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的恒壓輸出分析

圖5為T型諧振電路，Uin為輸入電壓，UO為輸出電壓，Z1、Z2、Z3是自由元件，可以是電容也可以是電感，ZL是負(fù)載阻抗。

圖5 T型諧振電路

根據(jù)圖5電路可得出輸入輸出電壓關(guān)系如式(12)所示。

(12)

當(dāng)Z1、Z2、Z3滿足式(13)時輸入輸出電壓關(guān)系如式(14)所示，當(dāng)輸入電壓源Uin為恒壓源時，輸入電壓此時輸出電壓與負(fù)載無關(guān)，即實現(xiàn)恒壓輸出。

Z1Z2+Z2Z3+Z1Z3=0

(13)

(14)

T型諧振電路中輸入電壓源為恒壓源，Z1和Z2為電容，Z3為電感，和Z1、Z2為電感，Z3為電容這兩種情況，要實現(xiàn)系統(tǒng)恒壓輸出，根據(jù)式(13)和式(14)可知系統(tǒng)需要滿足表1。

表1 T型網(wǎng)絡(luò)恒壓輸出條件和輸出電壓

其中ωV是諧振腔恒壓輸出的諧振角頻率(2πfV=ωV)fV是諧振腔的諧振頻率。

圖6為雙邊LCC的WPT系統(tǒng)漏感等效電路。

圖6 雙邊LCC的WPT系統(tǒng)漏感等效電路

(15)

根據(jù)表1可以把圖6的等效電路等效成三個T型網(wǎng)絡(luò)串聯(lián),如圖7雙邊LCC諧振腔恒壓輸出等效電路所示。

圖7 雙邊LCC諧振腔恒壓輸出等效電路

根據(jù)表1，系統(tǒng)的諧振頻率滿足公式(16)。

(16)

圖7中等效電感LV1、LV2及電容CV1、CV2滿足式(17)。

(17)

根據(jù)表1和疊加定理可知，系統(tǒng)在該諧振頻率下輸出電壓Ucd如式(18)所示。

(18)

由式(18)可以得出輸出電壓Ucd只和輸入電壓及諧振腔的參數(shù)有關(guān)與負(fù)載無關(guān)，因此系統(tǒng)可以實現(xiàn)恒壓輸出。

2 雙邊LCC的MCRWPT系統(tǒng)設(shè)計

為了驗證前文理論的正確性，需要基于matlab的simulink平臺搭建了輸出額定功率3.3kw、系統(tǒng)電能傳輸效率在90%以上的一個雙邊LCC補(bǔ)償?shù)拇篷詈现C振式無線充電系統(tǒng)。圖8是MRCWPT系統(tǒng)設(shè)計步驟。系統(tǒng)參數(shù)的設(shè)計步驟如下：(1)首先確定諧振頻率并借助Maxwell軟件確定松耦合變壓器的結(jié)構(gòu)和參數(shù)；(2)根據(jù)松耦合變壓器的參數(shù)結(jié)合式(7)來設(shè)計補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電感值，根據(jù)式(3)得出補(bǔ)償電容值；(3)根據(jù)以上步驟可得出系統(tǒng)實現(xiàn)恒流輸出時的結(jié)構(gòu)參數(shù)，檢查設(shè)計的參數(shù)是否滿足式(16)和式(17)；若不滿足式(16)和式(17)則重新設(shè)計松耦合變壓器；若滿足則系統(tǒng)可實現(xiàn)恒壓恒流輸出，這過程可通過MATLAB迭代完成；(4)用所得到的參數(shù)搭建仿真系統(tǒng)，觀察仿真結(jié)果是否符合系統(tǒng)恒流、恒壓輸出；(5)根據(jù)仿真判斷系統(tǒng)傳輸效率是否高于90%，低于90%則進(jìn)行松耦合變壓器參數(shù)的修正，若高于90%則這組參數(shù)合理。

圖8 MRCWPT系統(tǒng)設(shè)計步驟

根據(jù)圖8步驟設(shè)計雙邊LCC的MCRWPT系統(tǒng)參數(shù)如表2所示。

表2 MCRWPT系統(tǒng)參數(shù)

3 MCRWPT系統(tǒng)仿真結(jié)果

雙邊LCC補(bǔ)償?shù)腗CRWPT系統(tǒng)在不同負(fù)載情況下輸出電流和工作頻率的關(guān)系如圖9所示。

圖9 輸出電流和工作頻率的關(guān)系

從圖9可以看出系統(tǒng)工作在47.60kHz、68.10kHz、87.57kHz這三個頻率處可實現(xiàn)恒流輸出，但系統(tǒng)在47.60kHz和87.57kHz這兩個頻率工作時都有較高的輸出電流Icd分別為71.58A、39.05A，這意味著系統(tǒng)的場效應(yīng)管的成本增加的同時也增加了系統(tǒng)損耗。圖10表示的是交流電壓增益(GV=Ucd/Uab)和系統(tǒng)工作頻率關(guān)系。從圖10中可以看出系統(tǒng)在45.34kHz、51.63kHz、79.20kHz、90.73kHz這4個頻率處可實現(xiàn)系統(tǒng)恒壓輸出。

圖10 交流電壓增益和工作頻率關(guān)系

表3為仿真結(jié)果，系統(tǒng)在恒流和恒壓輸出模式下傳輸效率都高于90%。

表3 仿真結(jié)果

圖11的(a)、(b)分別是系統(tǒng)在恒流和恒壓輸出時諧振腔的輸入電壓Uab和輸入電流Iab的部分波形圖。

(a)恒流輸出圖

圖11(a)可以看出系統(tǒng)在恒流輸出時諧振腔的輸入電壓Uab，輸入電流Iab同相位(ZPA)，此時系統(tǒng)輸入阻抗最小。圖11(b)圖所示系統(tǒng)在恒壓輸出時諧振腔的輸入電壓Uab的相位超前輸入電流Iab的相位(ZVS)，從而可以設(shè)計零電壓開通的軟開關(guān)，從而達(dá)到降低系統(tǒng)的開關(guān)損耗，提高了系統(tǒng)的效率的目的。

圖12是系統(tǒng)恒流輸出仿真波形，當(dāng)t=0.25s時系統(tǒng)的負(fù)載減半，根據(jù)前文式(4)分析Iab的值變?yōu)樵瓉淼囊话?，?dāng)輸出電流Icd不變，負(fù)載減半后系統(tǒng)諧振腔的輸出電壓Ucd也會變?yōu)樵瓉淼囊话?。圖13是系統(tǒng)恒壓輸出仿真波形，當(dāng)t=0.25s時系統(tǒng)的負(fù)載加倍，Ucd值不變，諧振腔輸出電流Icd值減半，原、副邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)阻抗相等且GV=1，所以Iab的值減半。

圖12 系統(tǒng)恒流輸出仿真波形

圖13 系統(tǒng)恒壓輸出仿真波形

4 結(jié)論

本文先分析了雙邊LCC補(bǔ)償?shù)腗CRWPT系統(tǒng)恒流和恒壓輸出的等效模型并分析了系統(tǒng)在實現(xiàn)恒壓、恒流輸出時所需滿足的條件及輸出電流電壓表達(dá)式，該系統(tǒng)實現(xiàn)了無需改變補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)和參數(shù)，只需改變系統(tǒng)的工作頻率便可以實現(xiàn)系統(tǒng)恒壓、恒流輸出的轉(zhuǎn)換，系統(tǒng)在恒壓、恒流模式下單頻率運(yùn)行，無需改變電路的結(jié)構(gòu)從而避免了頻率分叉問題，并搭建了恒流輸出效率為93.5%，恒壓輸出效率為92.1%仿真系統(tǒng)驗證了理論的正確性。