高 艷，李嚴(yán)蕾，邢化東，黎 昕，鄭宏軍，白成林，胡衛(wèi)生， 許恒迎，尹瑩欣，董秋煥

(1.聊城大學(xué) 物理科學(xué)與信息工程學(xué)院、山東省光通信科學(xué)與技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，山東 聊城 252059； 2.上海交通大學(xué) 電子信息與電氣工程學(xué)院，上海 200240)

0 引言

近年來，互聯(lián)網(wǎng)以及互聯(lián)網(wǎng)設(shè)備對于網(wǎng)絡(luò)容量的需求出現(xiàn)指數(shù)式的增長；預(yù)期到2023年，互聯(lián)網(wǎng)用戶總數(shù)將從2018年的39億增至53億，互聯(lián)網(wǎng)用戶數(shù)的年復(fù)合增長率高達(dá)6%[1]。在全球范圍內(nèi)，互聯(lián)網(wǎng)設(shè)備和連接10%的復(fù)合年增長率超過了人口1.0%的復(fù)合年增長率和互聯(lián)網(wǎng)用戶6%的復(fù)合年增長率，這一趨勢正在加速每個家庭和人均連接設(shè)備平均數(shù)量的增長[1]。預(yù)期到2023年連接到IP網(wǎng)絡(luò)的設(shè)備數(shù)量將是全球人口的三倍以上，人均聯(lián)網(wǎng)設(shè)備將達(dá)到3.6個。可以預(yù)見，近期網(wǎng)絡(luò)通信業(yè)務(wù)需求將海量增長。

時(shí)分復(fù)用、波分復(fù)用(Wavelength Division Multiplexing，WDM)、偏振復(fù)用(Polarization Division Multiplexing, PDM)、正交幅度調(diào)制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)和空分復(fù)用技術(shù)的出現(xiàn)推動光網(wǎng)絡(luò)的傳輸容量不斷發(fā)展；作為空分復(fù)用之一的模分復(fù)用(Mode Division Multiplexing，MDM)是突破通信挑戰(zhàn)的最佳物理維度之一[2-7]。MDM通常利用光纖每個模式間的正交性，將每個模式作為獨(dú)立的信道，形成多輸入多輸出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)信道，提高系統(tǒng)傳輸容量；MDM突破了單模光纖(Single Mode Fiber，SMF)通信容限趨近香農(nóng)極限的限制，得到了通信業(yè)界的密切關(guān)注[3-7]；其研究主要集中在基于少模光纖(Few Mode Fiber，F(xiàn)MF)[8-11]、模式復(fù)用器(Multiplexer, MUX)和解復(fù)用器(De Multiplexer，DEMUX)[12-14]、少模摻鉺光纖放大器(Few-Mode Erbium Doped Fiber Amplifier，F(xiàn)M-EDFA)[15-19]、FMF傳輸系統(tǒng)[5-7,20-22]的研究。目前，MDM研究由美國、日本和部分歐洲國家主導(dǎo)[5-7]。在中國，2014年國家科技部資助了天津大學(xué)牽頭的“多維復(fù)用光纖通信基礎(chǔ)研究”973基礎(chǔ)研究項(xiàng)目，并滾動支持[6，7]。天津大學(xué)、清華大學(xué)、北京大學(xué)、北京郵電大學(xué)、中國科學(xué)院半導(dǎo)體研究所、武漢郵電科學(xué)研究院、華中科技大學(xué)、北京交通大學(xué)等研究院所先后加入MDM技術(shù)領(lǐng)域的研究工作；總之，MDM技術(shù)領(lǐng)域處于基礎(chǔ)研究階段，是新一代通信系統(tǒng)的研究熱點(diǎn)。

本文分類討論MDM光傳輸中的經(jīng)典工作及最新研究進(jìn)展工作，涉及準(zhǔn)單模FMF傳輸、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF傳輸、基于全光纖模式MUX和DEMUX的FMF傳輸?shù)?。分析討論了?zhǔn)單模FMF傳輸、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF傳輸、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF控制環(huán)傳輸、基于平面光轉(zhuǎn)換模式MUX和DEMUX的FMF傳輸、基于3D波導(dǎo)模式MUX和DEMUX的FMF傳輸、基于全光纖模式MUX和DEMUX的FMF傳輸?shù)?；最后，給出了本課題組近期合作研究工作中的準(zhǔn)單模少模光纖長跨距傳輸、單通道信號少模光纖傳輸研究、多通道波分復(fù)用信號少模光纖傳輸研究。今后的較長一段時(shí)間，針對不同應(yīng)用場景的FMF、模式MUX和DEMUX, MDM光傳輸研究仍然是通信領(lǐng)域需要繼續(xù)探索的研究熱點(diǎn)，將為未來光纖骨干網(wǎng)傳輸、光纖前傳等MDM系統(tǒng)的實(shí)用化、商業(yè)化提供有效支持。

1 準(zhǔn)單模少模光纖傳輸

基于FMF的MDM是一種解決未來光通信系統(tǒng)容量危機(jī)的有效辦法。FMF相對于SMF具有更大的纖芯直徑，可增大有效面積降低非線性效應(yīng)。但隨著模式數(shù)目的增加，MIMO數(shù)字信號處理(Digital Signal Processing，DSP)技術(shù)復(fù)雜度、計(jì)算量、功耗、單位成本等迅速增加，使得基于FMF的MDM傳輸系統(tǒng)的推廣和實(shí)用化遇到困難[7]。

針對這一情況，文獻(xiàn)[23-26]提出了準(zhǔn)單模傳輸系統(tǒng)解決方案，采用FMF代替SMF進(jìn)行準(zhǔn)單模傳輸，而保持其他的單模器件不變，使得光纖具有更大的有效面積和更高的非線性容限；這樣，可先部署FMF推廣應(yīng)用準(zhǔn)單模傳輸，待日后適當(dāng)?shù)臅r(shí)候再進(jìn)行少模MDM擴(kuò)容[27]。2010年，文獻(xiàn)[23]采用112 Gbps、PDM-正交相移鍵控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)調(diào)制格式，50 GHz間隔、10個信道WDM，實(shí)現(xiàn)了FMF控制環(huán)準(zhǔn)單模傳輸，傳輸5032 km仍有較好的Q因子值；FMF控制環(huán)準(zhǔn)單模傳輸3100 km特性優(yōu)于SMF控制環(huán)傳輸3040 km情況。2015年，文獻(xiàn)[24]采用32 GBaud、PDM-16 QAM格式，33 GHz間隔、111個信道WDM，在單跨距101.6 km(51.3 km FMF和50.3 km SMF)的少模和單?；旌瞎饫w基礎(chǔ)上，實(shí)現(xiàn)了6600 km光纖控制環(huán)的準(zhǔn)單模傳輸，達(dá)到6.5 b/s/Hz的頻譜效率記錄，Q因子值優(yōu)于25%開銷的前向糾錯(Forward Error Correction，F(xiàn)EC)閾值4.35 dB。2017年，文獻(xiàn)[25]提出了一種基于準(zhǔn)單模工作的FMF的拉曼分布式溫度傳感系統(tǒng)，準(zhǔn)單模操作的FMF允許在激發(fā)受激拉曼散射前提供更大的輸入泵浦功率，并緩解傳統(tǒng)基于多模光纖的拉曼分布式溫度傳感系統(tǒng)中存在的差分模式群時(shí)延(Differential Mode Group Delay，DMGD)，提高了后向散射反斯托克斯自發(fā)拉曼散射的信噪比，擴(kuò)展了傳感距離。

準(zhǔn)單模傳輸系統(tǒng)可將FMF作為大有效面積的SMF使用，不使用模式復(fù)用從而避免光纖中的模式耦合串?dāng)_，保持其他的光通信器件都為單模器件，充分發(fā)揮了FMF大模場面積特性以及較高的非線性容限的優(yōu)勢，可有效降低非線性損傷對傳輸信號的影響，進(jìn)一步提升系統(tǒng)的傳輸性能和容量。此外，在適當(dāng)?shù)臅r(shí)候采用MDM，準(zhǔn)單模傳輸系統(tǒng)可進(jìn)行模式數(shù)目倍數(shù)的傳輸容量升級，是一種極具實(shí)用性、可行性的系統(tǒng)方案。因此，本課題組對基于FMF的準(zhǔn)單模模擬傳輸進(jìn)行了合作研究，將在后續(xù)討論[20,22]；下面將介紹相對經(jīng)典的準(zhǔn)單模FMF傳輸?shù)木唧w研究情況[23,26]。

1.1 準(zhǔn)單模少模光纖單跨距傳輸

文獻(xiàn)[26]采用FMF實(shí)現(xiàn)了FMF準(zhǔn)單模單跨距傳輸。利用1550 nm處大模場面積的SMF，在1550 nm處的光纖模場直徑為11 μm，光纖的截止波長接近1.5 μm，在1310 nm處為雙模。在FMF準(zhǔn)單模單跨距傳輸中，此光纖波長為1310 nm，長度35 km，損耗系數(shù)為0.2 dB/km。

首先，通過直接成像高階模(如果存在)來確定10 m的FMF光纖確實(shí)支持1310 nm的幾個模式。使用1304 nm的連續(xù)波激光作為光源，偏振控制器之后，使用自由空間對接耦合將光從SMF射入FMF，未使用熔接耦合是因?yàn)榧词瑰e位熔接，激發(fā)光仍主要處于基模。通過自由空間耦合，SMF從FMF的中心偏移幾微米，高階模得到了有效激發(fā)。在FMF的輸入端，插入了包層模式剝離器，以確保不激發(fā)包層模式。調(diào)整二極管激光器后面的偏振控制器，以使基模完全被偏振器阻擋。實(shí)驗(yàn)清晰觀察到了LP11模式的獨(dú)特的兩瓣強(qiáng)度分布，從而確認(rèn)了光纖的多模特性。調(diào)整輸入偏振和發(fā)射偏移，有可能獲得LP11模式的偶數(shù)和奇數(shù)模式，但是沒有觀察到更高階的模式。

為了驗(yàn)證該FMF可以用于光傳輸，將35 km的光纖在兩端均熔接為SMF。使用標(biāo)準(zhǔn)的Fujikura 30S熔接機(jī)進(jìn)行熔接。使用默認(rèn)的SMF到SMF熔接模式。首先檢查光纖的插入損耗，通過這種設(shè)置，可以輕松激發(fā)FMF的基模。如果在發(fā)射點(diǎn)還激發(fā)了LP11模式，或者沿光纖存在模式耦合，則應(yīng)該在輸出接頭處將LP11模式大部分濾除，從而導(dǎo)致過多的損耗。熔接光纖后，插入損耗經(jīng)測量為11.9 dB，其中包括連接器損耗，從單模跳線到單模尾纖的熔接損耗，最后是SMF尾纖與FMF之間的熔接損耗。在1310 nm處，SMF的損耗通常在0.33～0.35 dB/km之間，導(dǎo)致35 km后的總損耗在11.55～12.25 dB之間。因此可以得出結(jié)論，F(xiàn)MF光纖沒有過度損耗。沒有過度損耗對于確認(rèn)沒有模式耦合至關(guān)重要，因?yàn)樵诖嬖谀Ｊ今詈系那闆r下，幾乎不可能避免過度損耗。

無模式耦合的最終確認(rèn)來自于無模式色散，換句話說，在通過光纖傳播后沒有模式色散損傷。圖1[26]為通過35 km的FMF傳輸單信道6 Gbps、二進(jìn)制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying, BPSK)數(shù)據(jù)的實(shí)驗(yàn)裝置，用來驗(yàn)證這一點(diǎn)，其中尾纖FMF的一端連接到單信道發(fā)射機(jī)，另一端連接到相干接收機(jī)。發(fā)射的數(shù)據(jù)是1307 nm處的單信道BPSK調(diào)制。調(diào)制速率為6 Gbps，偽隨機(jī)位模式的長度為223-1位。

圖2(a)和(b)[26]分別顯示了從背靠背以及經(jīng)過35 km的FMF后獲得的眼圖。傳輸后，Q因子值幾乎保持相同，約為18.6 dB，這證明沒有觀察到模式色散，加上沒有過多的損耗，該結(jié)果證明了在傳輸期間沒有發(fā)生模式耦合，是準(zhǔn)單模傳輸。在圖2[26]中，在應(yīng)用匹配的放大自發(fā)輻射濾波器之前繪制了眼圖，從而可以直接看到波形和該波形遭受的任何損傷。

注：Transmitter：發(fā)射機(jī)；Receiver: 接收機(jī)；Splice：熔接。圖1 通過35 km的FMF傳輸單信道6 Gbps、BPSK數(shù)據(jù)的實(shí)驗(yàn)裝置[26]

圖2 (a) Q=18.4 dB的背靠背眼圖；(b) Q=18.6 dB，經(jīng)35 km光纖傳輸后的眼圖[26]

1.2 準(zhǔn)單模少模光纖控制環(huán)傳輸

1.2.1 基于半導(dǎo)體光放大器的準(zhǔn)單模FMF控制環(huán)傳輸。文獻(xiàn)[26]驗(yàn)證了基于半導(dǎo)體光放大器(Semiconductor Optical Amplifier, SOA)的準(zhǔn)單模FMF控制環(huán)長距離傳輸。圖3[26]為基于SOA的準(zhǔn)單模FMF控制環(huán)傳輸設(shè)置。發(fā)射機(jī)包括三個WDM-BPSK信道，中心波長為1307 nm，比特率為6 Gbps，信道間隔為25 GHz。所有信道都攜帶相同的長度為223-1的偽隨機(jī)碼序列，但是中心信道比其余信道延遲了幾個位周期。在將所有WDM信道定位于相同的偏振和相同的平均功率之后，將它們組合并由SOA放大，然后將它們發(fā)射到光纖控制環(huán)路中。

注：SOA：半導(dǎo)體光放大器，PC：偏振控制器，AOM：聲光調(diào)制器,Diode Laser:二極管激光器，Pattern Generator：模式發(fā)生器, VOA：可調(diào)光衰減器，PD：光電二極管；35 km的FMF在兩端均連接到SMF，并且是設(shè)置中唯一的多模元件。圖3 在FMF中進(jìn)行WDM傳輸?shù)膶?shí)驗(yàn)裝置[26]

環(huán)路主要由35 km的FMF、SMF尾纖、10 nm寬的帶通濾波器和偏振控制器、SOA組成，用SOA來平衡環(huán)路損耗。環(huán)路切換是通過插入損耗為3 dB的聲光調(diào)制器來實(shí)現(xiàn)，F(xiàn)MF輸入的總功率為-3 dBm，包括光纖在內(nèi)的總環(huán)路損耗約為22 dB。信號循環(huán)結(jié)束后，信號與本地振蕩器在90度混合器進(jìn)行信號混合，該振蕩器被調(diào)諧到中心信道波長。兩個正交信號由快速光電檢測器檢測。光電探測器的輸出由線性放大器放大，并使用具有12 GHz模擬帶寬的實(shí)時(shí)示波器以40 Gsa/s的速率采樣。記錄的數(shù)據(jù)被傳輸?shù)接?jì)算機(jī)進(jìn)行處理。數(shù)字處理包括色散補(bǔ)償、相位估計(jì)和線性匹配濾波，以減少放大自發(fā)輻射噪聲，不使用或不需要信號處理來消除模式色散。

圖4(a)和(b)[26]顯示了在傳播30個環(huán)路(對應(yīng)于1050 km的總長度)之前和之后中央信道的眼圖。1050 km之后，Q因子值從其21 dB的背靠背值下降到16 dB。由于眼圖是在匹配的放大自發(fā)輻射濾波器之后繪制的，因此與圖2[26]中所示的單跨度后的眼圖相比，Q因子值更大并且眼圖看起來也有所不同。

Q因子值的下降主要是由于高環(huán)路損耗和缺乏合適的放大自發(fā)輻射濾波器而導(dǎo)致的附加放大自發(fā)輻射噪聲；光信噪比(Optical Signal to Noise Ratio, OSNR)受SOA非線性的限制，由于SOA非線性支配著光纖非線性，因此無法直接測量非線性的改善。在接收的光場或接收的光譜中均未觀察到模式色散。低比特率能夠克服放大自發(fā)輻射噪聲，并在1000 km之后表現(xiàn)出清晰的眼圖狀態(tài)，從而可以清楚地看到是否由模式色散引起的任何損傷。

圖4 (a) Q=21.6 dB的背靠背眼圖；(b) Q=15.8 dB 經(jīng)1050 km光纖傳輸后的眼圖[26]

研究結(jié)果表明，F(xiàn)MF可以用于長距離準(zhǔn)單模傳輸，不會出現(xiàn)模式色散或插入損耗代價(jià)。特別是在35 km的FMF中以及在循環(huán)環(huán)路中傳輸1050 km后，均未觀察到模式耦合。應(yīng)該注意的是，35 km的FMF長度比光纖的非線性長度長得多。由于有效面積大，使用FMF的傳輸系統(tǒng)的非線性容限有望提高。

1.2.2 基于EDFA的準(zhǔn)單模FMF控制環(huán)傳輸。文獻(xiàn)[23]提出了一種基于摻鉺光纖放大器(Erbium Doped Fiber Amplifier，EDFA)的準(zhǔn)單模FMF控制環(huán)傳輸，采用112 Gbps、PDM-QPSK調(diào)制格式，50 GHz間隔、10個信道WDM，實(shí)現(xiàn)了FMF控制環(huán)準(zhǔn)單模傳輸，首次采用FMF 準(zhǔn)單模傳輸5032 km仍有較好的Q因子值；FMF控制環(huán)準(zhǔn)單模傳輸3100 km特性優(yōu)于SMF控制環(huán)傳輸3040 km情況。將SMF尾纖直接熔接到FMF，在整個光纖傳輸過程中都不會經(jīng)歷模式耦合。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，F(xiàn)MF具有較大的纖芯尺寸，可減少信號遭受的非線性損傷，具有顯著的優(yōu)勢。有效面積為130 μm2的FMF具有比SMF高2 dB的最佳發(fā)射功率，導(dǎo)致準(zhǔn)單模信號傳輸3000 km之后，Q因子提高了1.1 dB。

注：DFB：分布式反饋激光器；PMC：偏振保持耦合器；PBC：偏振光束合成器；IL：交織器；SW：光開關(guān)；FMF：少模光纖；WSS：波長選擇開關(guān)；PMEDFA：偏振保持摻光纖放大器；LO ：本地振蕩器；PD：光電二極管。圖5 10×112 Gb/s PDM-QPSK-WDM傳輸實(shí)驗(yàn)的設(shè)置[23]

圖5[23]顯示了10×112 Gbps、PDM-QPSK-WDM FMF準(zhǔn)單模傳輸實(shí)驗(yàn)的設(shè)置。采用PDM-QPSK調(diào)制格式、28 Gbaud，10個波長的WDM信道；每個波長的總比特率是112 Gbps。在發(fā)射器中，將信道間隔為50 GHz的10個分布式反饋激光器分成5個偶數(shù)和奇數(shù)信道。偶數(shù)和奇數(shù)信道使用同相(In-phase，I)正交(Quadrature，Q)調(diào)制器分別以28 Gbaud的頻率進(jìn)行調(diào)制。通過將同一信號分成兩個正交的偏振，延遲一個臂并將它們重新組合，對偶數(shù)和奇數(shù)信道進(jìn)行PDM。I和Q信道中的數(shù)據(jù)和兩個偏振是通過延遲相同的數(shù)據(jù)模式獲得，每個支路攜帶28 Gbaud、長度為211-1的偽隨機(jī)二進(jìn)制序列(Pseudo-Random Binary Sequence，PRBS)數(shù)據(jù)。奇偶信道在發(fā)射機(jī)輸出端與50 GHz梳狀濾波器結(jié)合。

該環(huán)路由兩個跨度的FMF組成，總長度分別為76 km(39 km和37 km的FMF直接熔接)和72 km(50 km和22 km的FMF熔接)。FMF均纏繞在直徑為25 cm的光纖盤上。光纖的損耗系數(shù)、色散和有效面積分別為0.2 dB/km、20 ps/km/nm和130 μm2。使用標(biāo)準(zhǔn)模式下的熔接機(jī)，將跨度的每一端直接熔接至SMF，該熔接機(jī)用于熔接SMF。使用雙向光時(shí)域反射儀測量接頭損耗，發(fā)現(xiàn)每個接頭約為0.2 dB。在兩端跨接兩個跨度后，測量76 km跨度和72 km跨度的損耗分別為15.7 dB和15 dB，其中包括接頭損耗和連接器損耗。因此，模式耦合可能導(dǎo)致的任何額外損耗均微不足道。而且，測得的光纖損耗隨時(shí)間穩(wěn)定，并且未觀察到輸出功率的波動。兩個單級單模摻鉺光纖放大器(Single-Mode Erbium Doped Fiber Amplifier，SM-EDFA)用于補(bǔ)償跨度損耗，另一個EDFA用于補(bǔ)償環(huán)路控制損耗。波長選擇開關(guān)插入環(huán)路中，以均衡EDFA增益，并消除WDM信道外部的放大自發(fā)輻射噪聲。

相干偏振分集接收機(jī)用于接收信號。將要接收的信號信道由第二波長選擇開關(guān)濾波，并在偏振分集平衡混合器中與本地振蕩器混合。平衡光電二極管的輸出由實(shí)時(shí)示波器收集，該示波器具有40 GHz/s的16 GHz模擬帶寬。對接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行離線處理以估計(jì)接收信號的Q因子值。離線處理包括數(shù)字色散補(bǔ)償、頻率偏移估計(jì)、相位噪聲估計(jì)和基于恒定模量算法的15抽頭時(shí)域均衡，該模塊自適應(yīng)地消除偏振旋轉(zhuǎn)，補(bǔ)償偏振模色散和任何殘留色散。在后期處理中，未嘗試補(bǔ)償或減輕DMGD可能導(dǎo)致的任何損傷。

圖6[23]顯示了在平均超過400萬個接收比特后，在經(jīng)過34次環(huán)路對應(yīng)于5032 km之后測得的偶數(shù)信道的Q因子值。兩種偏振的所有信道的Q因子值均保持在10 dB以上。插圖中還顯示了從5萬個符號中獲得的兩點(diǎn)的星座圖。顯然，在 DMGD的情況下，不可能以28 Gbaud速率傳輸5000 km，因此可以得出結(jié)論，F(xiàn)MF中不存在模式耦合。

注：X偏振(星形)；Y偏振(圓形)。圖6 5032 km傳輸后的5個偶數(shù) 信道的Q因子值 [23]

圖7 對于FMF(星形)，在3100 km(21個環(huán))之后，對于SMF(圓圈)， 在3040 km(19個環(huán))之后，中心信道的Q因子與每個 信道的發(fā)射功率的關(guān)系；插圖為每種情況下 在最佳功率下X偏振的星座圖[23]

在單模操作中使用FMF而不是SMF的主要優(yōu)點(diǎn)是FMF可以具有更大的纖芯。FMF不僅會因較大的有效面積而引起較小的非線性損傷，而且不會因 DMGD引起其他損傷。為了驗(yàn)證這一點(diǎn)，通過將兩個FMF跨距分別替換為長度為80 km的SMF跨距來重復(fù)進(jìn)行傳輸實(shí)驗(yàn)。光纖的損耗系數(shù)、色散參數(shù)和有效面積分別為0.2 dB/km、17 ps/(km·nm)和80 μm2。為了比較兩種情況的非線性性能，對于FMF(21個循環(huán))對應(yīng)傳輸3100 km，對于SMF(19個循環(huán))對應(yīng)傳輸3040 km，將接收到的Q因子值繪制為發(fā)射功率的函數(shù)。在3000 km處進(jìn)行比較，即使使用SMF，Q因子值仍保持在10 dB以上。結(jié)果顯示在圖7[23]中，其中紅線和藍(lán)線顯示的是SMF和FMF傳輸?shù)闹行男诺乐袃蓚€偏振態(tài)Q因子值的平均值。在低功率情況下，兩種情況都受到OSNR的限制，并且性能相似，因?yàn)閮煞N情況的環(huán)路損耗均相似。隨著發(fā)射功率的增加，非線性損傷成為信號性能惡化的主要來源。與SMF相比，F(xiàn)MF的有效面積大1.6倍，F(xiàn)MF的最佳工作功率大約大1.6倍。導(dǎo)致FMF傳輸?shù)皆摼嚯x處可獲得的最大Q因子值要大1.1 dB。

綜上所述，準(zhǔn)單模少模光纖傳輸可充分發(fā)揮FMF大模場面積特性以及較高的非線性容限的優(yōu)勢，有效降低非線性損傷對傳輸信號的影響，進(jìn)一步提升系統(tǒng)的傳輸性能。然而，準(zhǔn)單模少模光纖傳輸畢竟是一種過渡方案，對準(zhǔn)單模傳輸系統(tǒng)擴(kuò)容為MDM傳輸系統(tǒng)是最有效方案。

2 基于分立的復(fù)用器和解復(fù)用器的少模光纖傳輸

2.1 基于少模摻鉺光纖放大器與分立復(fù)用解復(fù)用器的少模光纖單跨距傳輸

MDM作為克服容量緊張的最有前途的技術(shù)日益突出，F(xiàn)M-EDFA的研制有利于控制各模式功耗[28]。文獻(xiàn)[16]提出了支持6種空間模式的包層泵浦FM-EDFA，采用基于相位板的分立模式MUX/DEMUX來實(shí)現(xiàn)FM-EDFA性能。在1534～1565 nm之間測得平均模式增益>20 dB，各模式組間的差模增益為-3 dB，噪聲系數(shù)為6～7 dB。文獻(xiàn)[15, 28]對基于FMF的EDFA進(jìn)行了研究，其中，文獻(xiàn)[28]利用15 m的少模摻鉺光纖和基于相位板的分立模式MUX/DEMUX研制了一個FM-EDFA，在50 km的FMF上實(shí)現(xiàn)了MDM-WDM傳輸，采用FM-EDFA來提高了輸出信號的功率。FMF纖芯為漸變折射率FMF，可實(shí)現(xiàn)大有效面積、低模式相關(guān)增益、LP01和LP11模式之間的低耦合。

圖8[28]為WDM-MDM傳輸?shù)膶?shí)驗(yàn)裝置。在發(fā)射端，將88臺激光器(87個分布式反饋激光器和一個用于測量信道的外腔激光器)分為奇數(shù)組和偶數(shù)組。每個組分別使用28 Gbaud QPSK進(jìn)行調(diào)制，其中，I和Q驅(qū)動電壓由長度為231-1的PRBS生成。通過分開調(diào)制器輸出，將一個路徑延遲405個符號(14.46 ns)，然后將其旋轉(zhuǎn)為正交偏振，再進(jìn)行偏振重組，來生成PDM信號；奇數(shù)和偶數(shù)信道使用光學(xué)交織器合并。單模發(fā)射機(jī)輸出端的信號頻譜如圖8中的插圖所示。在模式復(fù)用電路中，信號被分成三個支路。在解相關(guān)延遲和放大之后，SMF終止于焦距為11 mm的光束準(zhǔn)直器。在自由空間中傳播的光束具有約2 mm的1/e半徑。對于LP11o和LP11e支路，在1550 nm處具有0和π弧度的相對路徑延遲的雙分區(qū)的相位板用于空間調(diào)制信號。

注：DFB：分布式反饋激光器；PMC：偏振保持耦合器；PBC：偏振光束合成器；IL：交織器；SW：光開關(guān)；FMF：少模光纖；WSS：波長選擇開關(guān)；PMEDFA：偏振保持摻光纖放大器；LO ：本地振蕩器；PD：光電二極管。圖8 實(shí)驗(yàn)裝置[28]

在接收端，分立模式DEMUX是發(fā)射端分立模式MUX的鏡像：將FMF終止于11 mm 的光束準(zhǔn)直器，并使用無源分束器將信號分成三個支路。在LP11o和LP11e支路中，使用相位板對信號進(jìn)行空間解調(diào)，然后使用11 mm的光束準(zhǔn)直器將所有三個支路耦合回SMF，這些信號被放大，然后通過波長選擇開關(guān)進(jìn)行濾波。通過使用三個偏振-相位分集混合器和十二個光電檢測器，將信號與普通的本振激光混合，將感興趣的信道下變頻為電基帶，從而恢復(fù)了六個空間偏振模式I和Q分量。使用三個四信道采樣示波器以40 GSa/s和16 GHz采樣率和電氣帶寬對信號進(jìn)行采樣。采用6×6時(shí)域MIMO均衡器對數(shù)據(jù)進(jìn)行恢復(fù)。

圖9 傳輸后所有WDM信道的測量BER。插圖：最佳和最差節(jié)點(diǎn)的星座圖[28]

圖9顯示了在-0.5 dBm/λ的最佳發(fā)射功率下所有信道的傳輸后的誤碼率(Bit Error Rate，BER)。結(jié)果表明，對于7%的硬判決前向糾錯(Hard-Decision Forward Error Correction, HD-FEC)碼，所有WDM信道的BER均低于3.8×10-3的閾值。由于FM-EDFA的增益與波長特性，短波長(右側(cè))的BER稍高。最佳(第48信道)和最差(第88信道)頻道的星座圖如插圖所示。

2.2 基于分立復(fù)用器和解復(fù)用器的少模光纖雙跨距傳輸

文獻(xiàn)[29]演示了一個73.7 Tb/s(96×3×256 Gb/s)的雙偏振16 QAM模式分復(fù)用信號在119 km(84 km+35 km)FMF雙跨距傳輸線路上的傳輸，其中在傳輸84 km以后有一個中跨的FM-EDFA。將WDM信道的數(shù)量提升到96個，并將調(diào)制格式提升到雙偏振16 QAM采用數(shù)據(jù)輔助6×6 MIMO-DSP對信號進(jìn)行解調(diào)。FEC開銷和額外開銷(以太網(wǎng)訓(xùn)練序列)分別占了20%和7.5%，轉(zhuǎn)換后為57.6 Tb/s的凈數(shù)據(jù)速率和12 bit/s/Hz的光譜效率。

注：AWGs：陣列波導(dǎo)光柵；DACs：數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器；POLMUX：偏振復(fù)用器；WSS：波長選擇開關(guān)；PLL：數(shù)字鎖相環(huán)。圖10 實(shí)驗(yàn)裝置[29]

圖11 96個WDM信道119 km傳輸；DEMUX接收光譜；BER[29]

圖10是實(shí)驗(yàn)裝置[29]。圖(a)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的4電平脈沖幅度調(diào)制(4-PAM，4-Pulse Amplitude Modulation)；圖(b)背靠背單模配置下256 Gb/s雙偏振16 QAM的星座圖；圖(c)發(fā)射端頻譜(96個信道)。在發(fā)送端，產(chǎn)生96個信道，每個信道攜帶一個256 Gb/s、雙偏振16 QAM調(diào)制信號。這96個信道由48個偶數(shù)信道和48個奇數(shù)信道組成，丟棄其中一個信道，插入一個被測信道。偶數(shù)信道和奇數(shù)信道分別通過應(yīng)用陣列波導(dǎo)光柵的48臺外腔激光器產(chǎn)生，48臺外腔激光器運(yùn)行在50 GHz擴(kuò)展C波段(191.35 THz～196.1 THz)國際電信聯(lián)盟(International Telecommunications Union，ITU)網(wǎng)格上。隨后，每個含有48波長的信號被IQ調(diào)制器產(chǎn)生的128 Gb/s 16 QAM調(diào)制。調(diào)制器由4-PAM信號驅(qū)動(圖10(a)[29])，該信號由用于I和Q端口的單獨(dú)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生。這些4-PAM信號是通過將兩個PRBS13序列相加在數(shù)字域中產(chǎn)生，移動383個符號進(jìn)行去相關(guān)。輸入I和Q的4-PAMs相對移動了767個符號。數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出在輸入IQ調(diào)制器之前被電放大，輸出擺幅被設(shè)置好，運(yùn)行在一個無預(yù)校正的線性范圍內(nèi)。對256 Gb/s、雙偏振16 QAM信號進(jìn)行調(diào)制后，用偏振復(fù)用器(Polarization-Multiplexing, POLMUX)對IQ調(diào)制器的輸出信號進(jìn)行復(fù)用。這是通過將信號分成兩支同等功率的支路來實(shí)現(xiàn)的，每支支路延遲約200個符號，然后使用偏振合束器將它們再次組合。除了只調(diào)制一個激光器和使用不同的序列和延遲外，被測信道的產(chǎn)生方式與偶數(shù)和奇數(shù)信道相同。使用偽隨機(jī)比特序列的PRBS 15序列生成4-PAM信號，移位8191個符號。輸入I和Q的4-PAM信號移位16383個符號。在被測信道的階段中，一個支路相對于另一個支路被延遲357個符號；最后，三種方案都是使用波長選擇開關(guān)進(jìn)行WDM，并進(jìn)行均衡。

圖11[29]為96個3×256 Gb/s、雙偏振16 QAM調(diào)制信道在119 km FMF上的傳輸結(jié)果以及傳輸后接收的頻譜、BER，下圖是傳輸后的星座。所有的WDM信道在每個單獨(dú)模式下都能很好地低于FEC門限。在整個發(fā)射頻率范圍內(nèi)，接收到的頻譜相對平坦。

2.3 基于分立復(fù)用器和解復(fù)用器的少模光纖控制環(huán)傳輸

文獻(xiàn)[30]提出了基于SM-EDFA、分立MUX和DEMUX的FMF控制環(huán)傳輸。用低損耗三點(diǎn)分立模式耦合器，實(shí)驗(yàn)展示了基于70 km跨距超過700 km的FMF的34個WDM信道(間隔為50 GHz)的空分復(fù)用傳輸。該傳輸距離記錄是通過使用低損耗的點(diǎn)模式MUX和DMGD補(bǔ)償跨段來實(shí)現(xiàn)的。在實(shí)驗(yàn)中，20 Gbaud/s的QPSK信號在3種空間模式、2種偏振態(tài)和34種波長上進(jìn)行復(fù)用，在1.7 THz的帶寬上獲得了6.5 Tbit/s的總?cè)萘?。通過MIMO-DSP在傳輸700 km后恢復(fù)信號并且得到了所有空分復(fù)用和WDM信道的BER小于10-2。對6×6 MIMO信道的脈沖響應(yīng)和模式相關(guān)損耗(Mode Dependent Loss，MDL)進(jìn)行分析，并與使用基于相位板的模式MUX獲得的單信道結(jié)果進(jìn)行比較，結(jié)果表明，即使在700 km傳輸后，整個系統(tǒng)的MDL也小于2.1 dB。

注：PBS：偏振分束器；BPF：帶通濾波器；EDFA：摻鉺光纖放大器用三角形表示；DBFs：分布反饋激光器；DN-MZM：雙嵌套LiNbO3馬赫-曾德調(diào)制器；PPG：可編程模式發(fā)生器；DBBs De： Bruijn比特序列；LN-SWs：LiNbO3開關(guān)；PD-CRX：偏振分集相干接收機(jī)；DSO：數(shù)字存儲示波器；FFE：前饋均衡器。圖12 (a)相干MIMO傳輸?shù)膶?shí)驗(yàn)裝置；(b)三點(diǎn)模式MUX的實(shí)驗(yàn)裝置[30]

圖12(a)為相干MIMO傳輸?shù)膶?shí)驗(yàn)裝置[30]。在50 GHz網(wǎng)格上，通過獨(dú)立調(diào)制34個分布反饋激光器的奇偶波長，獲得波長信道。采用兩個雙嵌套LiNbO3調(diào)制器在雙信道可編程模式發(fā)生器的驅(qū)動下產(chǎn)生一個20 GBaud QPSK信號，并分別用長度為212的兩個獨(dú)立的De Bruijn比特序列作為QPSK信號的I和Q分量。使用線寬為100 KHz的外腔激光器作為被測信道的光源，第二個外腔激光器作為內(nèi)差配置的本振信號。在PDM(其添加延遲25 ns的信號的正交偏振副本)之后，PDM-QPSK信號被分成3條路徑，分別具有49和97 ns的相對延遲。三個不同延遲的信號被對應(yīng)送入一個3重循環(huán)回路，分別對應(yīng)FMF的三個模式。三個LINBO3開關(guān)用于控制加載和閉合環(huán)路。該環(huán)路由一對點(diǎn)模式MUX和3個兩級EDFAs組成，其中在放大級之間插入一個多信道阻斷器，以實(shí)現(xiàn)環(huán)路中功率的頻譜均衡。利用光延遲線精確地將環(huán)路的相對長度調(diào)節(jié)到小于200 ps。

最后，用三個10: 90耦合器從環(huán)路中提取信號，經(jīng)過三個EDFA和三個0.6 nm的帶通濾波器后，由三個偏振不同的相干接收機(jī)檢測。來自偏振不同的相干接收機(jī)的12個電信號由一個模塊化數(shù)字存儲示波器(LeCroy LabMaster 9zi)捕獲，該示波器的工作頻率為40 GS/s，帶寬為20 GHz，將采集到的波形使用6×6前饋均衡器組成的MIMO-DSP算法進(jìn)行離線處理，每個前饋均衡器有400個抽頭。根據(jù)最小均方(Least Mean Square，LMS)算法確定前饋均衡器系數(shù)，并通過數(shù)據(jù)輔助運(yùn)算獲得初始收斂性。

圖13 (a)在傳輸距離為70、140、350和700 km時(shí)，DMGD補(bǔ)償FMF跨距的脈沖響應(yīng)|h|2；(b)基于點(diǎn)的和基于相位板的 模式MUX傳輸實(shí)驗(yàn)的MDL作為距離的函數(shù)；(c)BER是所有6個空分復(fù)用和34個WDM信道傳輸距離的函數(shù)[30]

根據(jù)最小二乘信道估計(jì)器計(jì)算脈沖響應(yīng)作為距離的函數(shù)。對于3點(diǎn)多路復(fù)用，所有6×6脈沖響應(yīng)在性質(zhì)上看起來都是相似的，圖13(a)[30]中只報(bào)告了一個代表性的脈沖響應(yīng)。70 km后，脈沖響應(yīng)中心清晰可見由LP01和LP11模式產(chǎn)生的強(qiáng)中心雙峰，周圍是由光纖中發(fā)生的模式耦合產(chǎn)生的5 ns寬平臺，以及沿DMGD補(bǔ)償FMF跨距傳播的不同熔接位置。對于較長的傳輸距離，脈沖響應(yīng)變得更寬，更像高斯。特別地，在700 km之后，脈沖響應(yīng)開始填滿圖13(a)的整個10 ns窗口，這也對應(yīng)于400抽頭均衡器能夠補(bǔ)償?shù)淖畲笱舆t。第二個相關(guān)量是MDL，通過對估計(jì)的信道矩陣進(jìn)行奇異值分解而獲得。MDL被定義為最大和最小平方奇異值之間的比率。評估了點(diǎn)模式MUX和基于相位板的模式MUX的傳輸實(shí)驗(yàn)的MDL，結(jié)果如圖13(b)[30]所示?；邳c(diǎn)模式MUX的實(shí)驗(yàn)最初有0.7 dB的低MDL，證實(shí)了兩個點(diǎn)模式MUX的良好對齊。作為距離的函數(shù)，兩個實(shí)驗(yàn)積累的MDL量大致相同，約為0.2 dB/100 km，這表明MDL是由光纖引起的；但在基于相位板的模式MUX實(shí)驗(yàn)中，由于使用30 km的跨度較短，其MDL高出耦合器的兩倍以上。在圖13(c)[30]中，對于每個模式、波長和偏振的輸入功率為-3 dBm的所有空分復(fù)用和WDM信道，顯示了作為距離函數(shù)的BER。在傳輸700 km后，觀察到的最大BER小于10-2，可以用最先進(jìn)的FEC以20%的開銷進(jìn)行補(bǔ)償。

基于分立復(fù)用器和解復(fù)用器的少模光纖傳輸利用模式之間空間相位分布的差異實(shí)現(xiàn)較低BER，進(jìn)行長距離傳輸，通常需要多相位板，具有較大體積和插入損耗，且系統(tǒng)難以集成。

3 基于平面光轉(zhuǎn)換器的少模光纖傳輸

文獻(xiàn)[31]采用基于多平面光轉(zhuǎn)換的高模式選擇10模式MUX，提出了一種基于部分MIMO的弱耦合MDM傳輸方法，減輕高階FMF傳輸?shù)腗IMO處理負(fù)擔(dān)。驗(yàn)證了在C+L波段使用弱耦合FMF和高模式選擇MUX或DEMUX可以充分抑制模式串?dāng)_(平均串?dāng)_<-17 dB)。在48 km弱耦合FMF上，僅使用2×2或 4×4部分MIMO，對雙載波12 Gbaud雙偏振QPSK信號進(jìn)行10模復(fù)用336路WDM傳輸。在單芯光纖傳輸中實(shí)現(xiàn)了257 Tbp/s的光纖容量記錄，總頻譜效率為30.5 bit/s/Hz。

圖14[31]為10模傳輸實(shí)驗(yàn)的實(shí)驗(yàn)裝置，插圖為WDM信號的測量光譜[31]。在發(fā)射機(jī)中，C波段的8個外腔激光器和L波段的8個外腔激光器產(chǎn)生的連續(xù)光分別與偶數(shù)和奇數(shù)信道的50 GHz頻率間隔相結(jié)合。利用兩信道任意波形發(fā)生器和兩個IQ調(diào)制器分別對奇偶測量信道進(jìn)行了獨(dú)立調(diào)制，隨后是C波段和L波段光放大器。IQ調(diào)制器由雙載波12 Gbaud奈奎斯特形電信號驅(qū)動，該電信號由工作在60 GSample/s下的I和Q分量的任意波形發(fā)生器產(chǎn)生。長度為215-1的偽隨機(jī)比特序列被上采樣到兩個樣本/符號。兩個載波之間的延遲被設(shè)置為大約16000個符號。對奇偶信道進(jìn)行組合和PDM，相對延遲為87 ns，得到16路25 GHz間隔的12 Gbaud雙偏振QPSK奈奎斯特形WDM信號。

注：IQM：IQ調(diào)制器；AWG：任意波形發(fā)生器；PME：PDM模擬器；WSS：波長選擇開關(guān)；OSA：光譜分析儀；POL.OH：偏振分集光學(xué)混合；BPD：平衡光電探測器；LO：本地振蕩器。圖14 弱耦合10模復(fù)用WDM傳輸實(shí)驗(yàn)裝置[31]

此外，構(gòu)建了第三和第四波段，在C波段裝載188個WDM信道，在L波段裝載172個WDM信道，以保持OSNR和光纖傳輸中的非線性效應(yīng)。共有94個C波段的激光器和86個L波段的激光器組合在一起，間距分別為50 GHz。通過在載波抑制條件下以12.5 GHz的頻率獨(dú)立調(diào)制它們，獲得了間距為25 GHz的360信道，在C波段范圍為191.4875 THz(1565.598 nm)到196.1625 THz(1528.286 nm)，在L波段范圍為186.6875 THz(1605.852 nm)到190.9625 THz(1569.902 nm)。C波段和L波段的信道以與被測信道相同的方式獨(dú)立地進(jìn)行信號調(diào)制和PDM。在四個波段組合后，分別使用C波段和L波段波長選擇開關(guān)在C+L波段上進(jìn)行功率均衡，因此，獲得了360信道WDM雙載波奈奎斯特形雙偏振QPSK信號，比特率為96 Gbit/s，包括25.5%的FEC開銷。

生成的WDM信號被分成10條路徑，在隨后的路徑之間具有200 ns的相對延遲，用于去相關(guān)，并輸入繼C波段和L波段放大器之后的高模式選擇10模式MUX的每個端口。利用多平面光轉(zhuǎn)換技術(shù)，精確地產(chǎn)生了LP01、LP11a、LP11b、LP21a、LP21b、LP02、LP31a、LP31b、LP12a和LP12b共10種模式，并將其激發(fā)到10模光纖中。

圖15[31]中的黑線和藍(lán)線分別為6模DEMUX在48 km傳輸后輸出的低階模式(LP01)和高階模式(LP12b)的典型光譜?？梢栽趫D15中看到兩個光譜之間的細(xì)微差別，這是因?yàn)樵谳^短波長處輸入的WDM信號的功率調(diào)整對于在10個模式之間均衡模式串?dāng)_有些不足。在0.1 nm分辨率下，336個WDM信道的OSNRs估計(jì)值大于20 dB。最后，測量了360個傳輸信道中336 WDM信道的BER。圖16[31]為根據(jù)10模復(fù)用WDM信號的測量BERs計(jì)算的Q因子。得到了優(yōu)于FEC閾值4.95 dB(25.5%的開銷)的所有WDM或MDM支路的Q因子。在這種弱耦合傳輸中，雖然每個模式和每個WDM信道的OSNR足夠高，但獲得的Q因子基本上依賴于具有模式MUX/DEMUX對的48 km 10模式光纖中來自其他LP模式的總串?dāng)_。因此，調(diào)整每個模式的輸入WDM功率后，最差的Q因子約為5 dB，但總的模式串?dāng)_約為-8 dB。此外，在C波段和L波段的較短波長處，由于較短波長處的功率調(diào)節(jié)不足，觀察到10個模式之間的Q因子差異超過2 dB。

圖15 48 km傳輸后LP01和LP12b輸出的光譜(0.02 nm分辨率)[31]

圖16 所有WDM/MDM支路的測量Q因子[31]

多平面光轉(zhuǎn)換的高模式選擇模式MUX雖然減輕了MIMO-DSP的負(fù)擔(dān)，抑制了模式串?dāng)_。但要達(dá)到高精度，對光纖和MUX/DEMUX間的耦合校準(zhǔn)具有很高要求，耦合損耗較大。

4 基于3D波導(dǎo)光子燈籠的少模復(fù)用及光纖傳輸

4.1 基于3D波導(dǎo)光子燈籠的少模復(fù)用及光纖單跨距傳輸

文獻(xiàn)[32]在12種空間和偏振模式下，實(shí)現(xiàn)了41.6 Tbit/s(凈數(shù)據(jù)速率16.8 Tbit/s)信號傳輸74.17 km。將重點(diǎn)放在通過正交頻分復(fù)用在C波段使用超密集WDM的12個空間和偏振模式信號的傳輸上，可實(shí)現(xiàn)更低的信號處理復(fù)雜度。使用完全封裝的3D波導(dǎo)的光子燈籠作為MUX和DEMUX，在74.17 km的FMF中，在每個空間和偏振模式上傳輸255個光信道。使用相干外差檢測、12×12 MIMO-DSP恢復(fù)每個模式下的所有信道信號，并且BER低于FEC門限2.4×10-2，占用20%的開銷。

圖17[32]為實(shí)驗(yàn)裝置，包括超密集激光梳的產(chǎn)生、利用3D波導(dǎo)光子燈籠作模式MUX和DEMUX實(shí)現(xiàn)六模FMF傳輸正交頻分復(fù)用PDM信號，實(shí)現(xiàn)多個信道的相干外差檢測接收。

光子燈籠每個端口的輸入功率設(shè)置為10.83、9.87、9.82、9.82、9.02和9.53 dBm，因此每個端口在FMF處激發(fā)的六個模式的功率都等于5 dBm(±0.5 dBm)。FMF輸入處的總發(fā)射功率測量為13.47 dBm，74.17 km FMF后的輸出功率等于-2.82 dBm，表明總衰減為16.29 dB。在模式DMUX之后，每個端口的功率分別為-19.32、-16.39、-14.97、-14.76、-15.70和-15.97 dBm。所有六個支路首先用EDFAs放大，然后用0.4 nm光學(xué)可調(diào)諧帶通濾波器濾波。

注：(a) 正交頻分復(fù)用-PDM信號的被測信道；(b) 利用正交頻分復(fù)用信號調(diào)制的激光梳源；(c) 完整封裝的3D六?？臻gMUX的示意圖和圖像。圖17 實(shí)驗(yàn)裝置[32]

圖18 所有信道的接收頻譜和估計(jì)BER[32]

檢測到的正交頻分復(fù)用信號在離線DSP中進(jìn)行處理。在基于互相關(guān)技術(shù)的時(shí)間同步之后，使用Schmidl-Cox算法估計(jì)載波頻率偏移量。然后，將信號變換到頻域，提取12×12 TSs，計(jì)算每個數(shù)據(jù)子載波的12×12信道矩陣。使用LMS誤差法對每個副載波上的數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡。每個正交頻分復(fù)用符號中的導(dǎo)頻子載波通過公共相位誤差補(bǔ)償方法、準(zhǔn)導(dǎo)頻輔助方法和補(bǔ)償殘余相位噪聲和幅度失真的期望最大化算法用于激光相位噪聲補(bǔ)償。

傳輸?shù)男阅苋鐖D18所示[32]。由于接收端的EDFA增益譜的波紋，接收到的光譜不再平坦，這也導(dǎo)致較高頻率下的信噪比較低。然而，所有255個信道都被評估，并且每個信道的BER低于2.4×10-2FEC門限。每個BER值是所有六個支路的平均值，估計(jì)超過430萬比特。

4.2 基于3D波導(dǎo)的少模復(fù)用及光纖控制環(huán)傳輸

文獻(xiàn)[33]擴(kuò)展了OFC2018會議文獻(xiàn)[34, 35]兩個傳輸實(shí)驗(yàn)，采用飛秒激光刻寫的3D波導(dǎo)的模式選擇MUX作為模式復(fù)用DEMUX，開展了短程光纖鏈路、中程光纖控制環(huán)鏈路上大容量少模傳輸實(shí)驗(yàn)研究；第一個實(shí)驗(yàn)演示了283 Tbit/s的C+L波段在單個30 km跨度上的傳輸[34]，第二個實(shí)驗(yàn)實(shí)現(xiàn)了漸變折射率三模FMF控制環(huán)路1045 km、容量159 Tbit/s的傳輸[35]，證明在長距離FMF傳輸中達(dá)到高數(shù)據(jù)率容量的可行性，盡管存在MDL和 DMGD的嚴(yán)重?fù)p傷。

圖19為高數(shù)據(jù)率FMF傳輸系統(tǒng)研究的實(shí)驗(yàn)裝置[33]。梳狀源在C+L頻帶上以25 GHz的間隔產(chǎn)生400多個載波線，梳狀器的輸出分為一個測試部分和一個虛擬信道部分。測試波段由選擇3或5個載波線的可調(diào)諧濾波器選擇。然后將測試頻帶分成奇偶兩個信道，分別由兩個雙偏振IQ調(diào)制器進(jìn)行獨(dú)立調(diào)制。這兩個調(diào)制器由4個工作在49 GS/s的任意波形發(fā)生器驅(qū)動，產(chǎn)生24.5 Gbaud根升余弦形雙偏振 16 QAM或雙偏振64 QAM信號，滾降系數(shù)為0.01。奇偶信道被光學(xué)去相關(guān)，C和L波段在獨(dú)立放大器中被放大。

虛擬信道頻帶在單獨(dú)的雙偏振IQ調(diào)制器中進(jìn)行調(diào)制，該調(diào)制器具有24.5 Gbaud根升余弦形雙偏振16 QAM或雙偏振64 QAM信號，由在單個49 GS/s 任意波形發(fā)生器中生成的四個電去相關(guān)信號生成。然后將測試信道和虛擬信道組合并放大。對于這兩個傳輸實(shí)驗(yàn)，將信號分成三個去相關(guān)的光路，分別約93 ns和193 ns，以模擬不同空間路徑上的獨(dú)立數(shù)據(jù)流。采用3D波導(dǎo)的模式選擇MUX作為模式MUX和DEMUX。MUX的插入損耗約為1.5 dB，模式選擇性大于16 dB，每種模式的總發(fā)射功率約為25 dBm。

采用兩種不同的光纖鏈路進(jìn)行這個傳輸實(shí)驗(yàn)。第一種是單跨FMF，由26 km負(fù)向和4 km正向 DMGD光纖組成，其總 DMGD小于1 ns。對于循環(huán)回路實(shí)驗(yàn)，額外添加了25 km的負(fù) DMGD的FMF，總 DMGD小于100 ps。所有光纖模式的色散約為20 Ps/(nm·km-1)，損耗約為0.2 dB/km。在這兩個鏈路中，用2 nm放大自發(fā)輻射噪聲測量，LP01和LP11模式之間的串?dāng)_小于-10 dB。

注：兩個實(shí)驗(yàn)的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)設(shè)置是相似的，開關(guān)指示了兩個實(shí)驗(yàn)中不同光纖鏈路的使用情況，對于短途試驗(yàn)，只使用了一個單跨的FMF(圖中上部)，中程傳輸是通過控制環(huán)路設(shè)置(圖右下角)實(shí)現(xiàn)的。圖19 中短程高速數(shù)據(jù)傳輸分析實(shí)驗(yàn)裝置[33]

首先，研究了30 km FMF鏈路上的高數(shù)據(jù)速率、短距離傳輸。假設(shè)固定Q因子閾值為5.7 dB，相應(yīng)的FEC開銷為20%，這導(dǎo)致聚合數(shù)據(jù)速率為280 Tbit/s。圖20(a)顯示了接收到的基于64 QAM的381個空間超級信道從1528到1610 nm波長的FEC Q因子。Q因子在5.7和9 dB之間變化，這取決于空間超級信道的波長。由于C/L波段WDM耦合器和EDFAs的限制和容限，C和L波段之間的保護(hù)帶寬度約為3 nm。圖20(b)為左軸上的數(shù)據(jù)速率和右軸上的對應(yīng)碼速率[33]。藍(lán)色圓圈是根據(jù)廣義互信息方法計(jì)算得到，顯示了最大可實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)速率。紅色菱形顯示左軸上的數(shù)據(jù)速率和右軸上相應(yīng)的碼速率，由所實(shí)現(xiàn)的低密度奇偶校驗(yàn)編碼方案計(jì)算。這兩種計(jì)算方法之間存在差距。這差距是由于DVB2S標(biāo)準(zhǔn)中可用低密度奇偶校驗(yàn)碼的小粒度，該方法包括外部FEC在內(nèi)的最低開銷碼速率約為0.85；而廣義互信息方法表明，對于大多數(shù)空間超級信道，0.9以上的碼速率就足夠了。然而，雖然廣義互信息方法計(jì)算表明通過使用最優(yōu)編碼方案可以達(dá)到超過320 Tbit/s的吞吐量，但使用所實(shí)現(xiàn)的編碼方案可以實(shí)現(xiàn)超過283 Tbit/s的聚合數(shù)據(jù)速率。

圖20 (a) 381個64QAM空間超級信道傳輸30 km后 Q因子；(b) 數(shù)據(jù)速率[33]

圖21 (a) 348個16QAM超級信道傳輸1045 km后 Q因子和(b)數(shù)據(jù)速率[33]

圖21[33]為1045 km FMF以上的中距離傳輸實(shí)驗(yàn)的結(jié)果。共有348個基于雙偏振16 QAM的空間超級信道通過所述的循環(huán)回路設(shè)置進(jìn)行傳輸。圖21(a)為所有空間超級信道的Pre-FEC的Q因子。在C+L波段的Q因子值在4 dB到6.8 dB之間。C和L波段之間的保護(hù)帶約為6 nm寬，并且低C和高L波段與短程實(shí)驗(yàn)相比具有較少的信道。這主要是由于三路循環(huán)結(jié)構(gòu)中光處理器的帶寬限制以及應(yīng)用的光譜平坦算法的次優(yōu)設(shè)計(jì)限制。圖21(b)為左軸上所有空間超級信道數(shù)據(jù)速率和右軸上相應(yīng)的碼速率。藍(lán)圈為用廣義互信息方法計(jì)算，并用紅菱形作為編碼方案的結(jié)果。基于廣義互信息方法的數(shù)據(jù)速率與實(shí)際實(shí)現(xiàn)的FEC碼之間的差異小于短途實(shí)驗(yàn)。這主要是由于性能更接近于可用代碼速率的最佳值。當(dāng)計(jì)算總吞吐量時(shí)，較小的差異變得明顯：在實(shí)現(xiàn)編碼方案之后，可以達(dá)到159.02 Tbit/s的總數(shù)據(jù)速率，通過基于廣義互信息方法的優(yōu)化編碼方案的計(jì)算，增加到約179.25 Tbit/s。

3D波導(dǎo)復(fù)用器尺寸小，模式隔離度較好，模式轉(zhuǎn)換效率高，而且能與其他光電芯片直接集成在一起，實(shí)現(xiàn)片上模分復(fù)用系統(tǒng)，是模式復(fù)用器走向全光互聯(lián)的理想結(jié)構(gòu)之一。但由于波導(dǎo)寬度遠(yuǎn)小于少模光纖的纖芯半徑，光信號從3D波導(dǎo)型模式復(fù)用器耦合至傳輸鏈路時(shí)會出現(xiàn)較大的功率耗損。

5 基于光子燈籠的全光纖復(fù)用器的少模光纖傳輸

5.1 基于光子燈籠的全光纖復(fù)用器的少模光纖單跨距傳輸

文獻(xiàn)[36]采用光子燈籠作為MUX和DEMUX，提出一種MIMO均衡的低成本的直接檢測方案，以降低物理復(fù)雜度、發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的成本和少模器件的性能要求。系統(tǒng)使用奈奎斯特脈沖成型PAM-4(Nyquist-pulse shaping PAM-4, NPAM-4)調(diào)制格式來提高頻譜效率并降低每比特的成本，實(shí)驗(yàn)演示了在兩種簡并模式的MDM傳輸，系統(tǒng)采用單邊帶調(diào)制、NPAM-4格式，傳輸速率2×37.5 Gb/s；在-8 dBm 接收光功率下，MIMO均衡平均提高了2個數(shù)量級的BER。

圖22為實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)示意圖[36]。在發(fā)送端生成一個218位的偽隨機(jī)比特序列產(chǎn)生PAM-4調(diào)制信號，每符號兩個采樣點(diǎn)。使用滾降因子為0.1的奈奎斯特濾波器生成NPAM-4序列，通過希爾伯特變換生成其希爾伯特項(xiàng)。驅(qū)動信號由任意波形發(fā)生器700002A以最高采樣率25 GS/s產(chǎn)生。為了在實(shí)驗(yàn)中利用任意波形發(fā)生器的最高采樣率，將其輸出電信號的每符號采樣量從2減少到1.33。因此，實(shí)驗(yàn)中支持較高的波特率，傳輸NPAM-4信號的比特率提高到37.5 Gb/s。通過一個50∶50的光分路器將調(diào)制后的光信號分成兩條光路，并在其中一條路上添加延遲線來分離兩個信號的相關(guān)性。采用兩個可變光衰減器調(diào)節(jié)接收光功率。采用光子燈籠作為MUX，將去相關(guān)后的兩個信號分別轉(zhuǎn)換為兩個高階簡并模(LP11a和LP11b)，耦合到FMF進(jìn)行傳輸。

注：AWG：任意波形發(fā)生器；EDFA：摻鉺光纖放大器用三角形表示；VOA是可調(diào)光衰減器；OC是耦合器。圖22 實(shí)驗(yàn)示意圖[36]

在接收端，另一個光子燈籠充當(dāng)模式DEMUX。兩種光信號分別由兩個商用光電二極管檢測，由運(yùn)行在采樣率為50 GS/s的DPO72504D采樣。然后對接收到的電信號進(jìn)行離線DSP處理。在DSP部分，首先對數(shù)字處理示波器接收到的信號重新采樣。然后消除希爾伯特變換項(xiàng)引入的一階串?dāng)_。采用訓(xùn)練序列長度為2000的11個采樣點(diǎn)的時(shí)域LMS均衡算法來緩解簡并模式間的模式耦合串?dāng)_。最后，分別計(jì)算兩個信號的BER。

圖23 (a) 37.5 Gb/s時(shí)的實(shí)驗(yàn)BER性能；直方圖和收斂性 (b) 無MIMO時(shí)；(c) 有MIMO時(shí)[36]

圖23(a)[36]顯示了當(dāng)兩個簡并模傳輸2×37.5 Gb/s時(shí)，有無MIMO的傳輸性能表現(xiàn)。在無MIMO的情況下，兩種簡并模的性能差隨著光功率的減小而減小。當(dāng)信號功率較大時(shí)，噪聲的影響較小，其傳輸性能主要受到模式耦合的限制。由于兩模間的相互耦合不平衡，發(fā)現(xiàn)LP11b的性能優(yōu)于LP11a。相反，當(dāng)MIMO有效地消除了來自模式耦合的信號串?dāng)_時(shí)，MIMO處理的兩種模式之間的性能幾乎是相同的。在這種情況下，性能始終受到光功率的限制，而兩種模式下的光噪聲幾乎相同。

圖23[36]比較了在接收光功率為-8 dBm時(shí)，接收到的電信號在有MIMO和無MIMO時(shí)的收斂性。如圖23(b)和(c)[36]所示，PAM信號的4階收斂于MIMO，也可以通過直方圖進(jìn)行識別。

由于采用低成本的LP11a和LP11b兩種簡并模的少模器件，使得模式耦合不能有效控制。因此，無MIMO，BER無法達(dá)到7%的HD-FEC閾值。采用MIMO技術(shù)，在接收光功率為-8 dBm時(shí)，兩種簡并模式的傳輸性能平均提高兩個數(shù)量級，在接收光功率為-11 dBm時(shí)，接收機(jī)靈敏度提高，可達(dá)到7%的HD-FEC閾值。

5.2 基于光子燈籠的全光纖復(fù)用解復(fù)用器的少模光纖控制環(huán)傳輸

文獻(xiàn)[37]采用低插入損耗、低MDL的六模式光子燈籠作為全光纖模式復(fù)用DEMUX，使用12×12 MIMO接收處理，通過59 km漸變型6模FMF鏈路的同步循環(huán)控制環(huán)路演示了590 km、最大網(wǎng)絡(luò)傳輸速率138 Tbit/s、光譜效率為34.9 bit/s/Hz的MDM傳輸實(shí)驗(yàn)。這些結(jié)果是通過將120 Gbit/s映射到16 QAM符號的2種偏振和6種空間模式的120個波長信道加載得到的。通過結(jié)合正負(fù)色散光纖，將鏈路的總DMGD降低到約6 ps/km，并使用具有低MDL和低插入損耗的光子燈籠作為模式復(fù)用DEMUX，實(shí)現(xiàn)長距離傳輸。

圖24[37]為少模傳輸系統(tǒng)設(shè)置，通過調(diào)制40個33.3 GHz信道的分布式反饋激光器的輸出，生成一個33 GHz間距的120個波長信道。采用嵌套馬赫-曾德調(diào)制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)對網(wǎng)格的奇、偶信道進(jìn)行獨(dú)立調(diào)制。調(diào)制器由兩個運(yùn)行于60 GS/s的數(shù)模轉(zhuǎn)換器驅(qū)動，產(chǎn)生216個16 QAM符號序列。通過在偏振分束器的一個輸入端添加光纖延遲來模擬PDM。在整個發(fā)射機(jī)子系統(tǒng)中，EDFA補(bǔ)償了一切損耗，而增益平坦濾波器加強(qiáng)了平坦的頻譜，最大限度地減少了波長信道之間的性能差異。在波長選擇開關(guān)中，其中一個信道被替換為被測信道，該被測信道由類似的發(fā)射機(jī)裝置用獨(dú)立數(shù)據(jù)調(diào)制。

在長距離傳輸實(shí)驗(yàn)中，信號通過一個光纖控制環(huán)路傳輸。這種設(shè)置結(jié)合多個傳統(tǒng)的SMF控制環(huán)路和一個共享的多模鏈路。在環(huán)路的每條路徑上都有一個1×2的固態(tài)開關(guān)，用于加載狀態(tài)和循環(huán)狀態(tài)之間的切換，一個分束器用于將10%的信號連接到2級EDFA和增益平坦濾波器。在兩級EDFA之間是模式MUX和使6模光纖的DMGD最小時(shí)的59 km長的光纖跨段。每個路徑長度之間的匹配程度達(dá)到厘米級，損耗的任何變化都通過調(diào)節(jié)2級EDFA的可變光衰減器補(bǔ)償。此外，所有的回路開關(guān)同步，并在模式去相關(guān)前放置一個額外的開關(guān)，以提高消光比。98 ns去相關(guān)延遲足夠長，以避免在空間支路的均衡器窗口內(nèi)重疊。

光纖控制環(huán)的輸出被放大并通過波長選擇開關(guān)，波長選擇開關(guān)在將感興趣的信道發(fā)送給接收機(jī)之前，丟棄部分加載信道。一個10 KHz線寬外腔激光器被調(diào)諧到匹配被測信道的波長，并作為一個本地振蕩器信號的6偏振分集相干接收機(jī)。接收機(jī)的輸出由工作在40 GS/s的20 GHz帶寬、24信道實(shí)時(shí)示波器轉(zhuǎn)換到數(shù)字域?；蛘撸敵龅沫h(huán)路可以重新連接到一個光學(xué)光譜分析儀分析頻譜。

所有的信號處理都離線進(jìn)行。首先，所有的信號在時(shí)間上對齊并重新采樣為2倍過采樣。其次，對信號和本地振蕩器之間的IQ不平衡、色散、頻率偏移進(jìn)行補(bǔ)償。隨后應(yīng)用一個12×12 MIMO頻域均衡器來消除模式混合。該均衡器結(jié)合了LMS算法和多模(Multi-Modulus Algorithm，MMA)算法進(jìn)行傳輸信號的收斂。DSP鏈中最后的模塊恢復(fù)載波相位的功能被每空間信道超過800萬比特的評估。

注：PBS：偏振分束器；DN-MZM：雙嵌套LiNbO3馬赫-曾德調(diào)制器；PPG：可編程模式發(fā)生器；PD-CRX：偏振分集相干接收機(jī)；DSO：數(shù)字存儲示波器；DFB：分布式反饋激光器；WSS：波長選擇開關(guān)。圖24 少模式循環(huán)回路傳輸設(shè)置[37]

圖25是不同波長信道的Q因子[37]。實(shí)黑線表示系統(tǒng)平均值，點(diǎn)線和虛線表示兩種偏振情況下空間信道的性能差異，灰色陰影區(qū)域的15個波長信道對應(yīng)于本實(shí)驗(yàn)中使用的信道。對15個波長信道評估，觀察到Q因子的損耗約為1 dB。這些波長信道在圖25中用灰色區(qū)域突出顯示[37]。此外，從圖25可以觀察到較短波長的低性能，這限制了系統(tǒng)的傳輸范圍到590 km。在這段距離上Q>6.3 dB，當(dāng)有20%的前向糾錯開銷時(shí)，仍然允許成功的信號解調(diào)。較短的波長信道的低性能可以歸因于用于放大本地振蕩器和非平坦譜的EDFA的這個波長范圍的有限增益。從光譜分析儀的捕獲中可以觀察到，隨著距離的增加，光譜的傾斜效應(yīng)增加，如圖26所示[37]。注意，光譜分析儀必須與循環(huán)同步，顯著減少了獲取窗口的長度。

圖25 不同波長信道的Q因子[37]

圖26 隨著傳輸距離的增加，光譜呈現(xiàn)出的傾斜效應(yīng)[37]

實(shí)驗(yàn)采用六模式光纖光子燈籠作為模式復(fù)用DEMUX、同步循環(huán)控制環(huán)路演示了590 km、最大傳輸速率138 Tbit/s、光譜效率為34.9 bit/s/Hz的MDM傳輸實(shí)驗(yàn)，表明MDM在長距離大容量傳輸上具有很大的潛力。光纖光子燈籠可與傳輸光纖較好地熔接，實(shí)現(xiàn)低模式相關(guān)損耗和低插入損耗，但應(yīng)用于復(fù)用高階模式時(shí)，模式數(shù)目越多，模式串?dāng)_越大。

6 基于模式選擇耦合器的全光纖復(fù)用器的少模光纖傳輸

6.1 基于模式選擇耦合器的全光纖復(fù)用器的少模光纖單跨距傳輸

文獻(xiàn)[38]提出采用模式選擇耦合器作為全光纖MUX、6×6 MIMO數(shù)字信號接收處理，實(shí)現(xiàn)了三種空間模式、120 Gb/s、PDM-QPSK信號在四模光纖上MDM傳輸15 km；提出的全光纖模式MUX由連續(xù)模式選擇耦合器組成。

注：LOC:波瓣方向控制器。圖27 (a)全光纖模式MUX；(b)全光纖模式DEMUX[38]

圖27(a)顯示了由三個連續(xù)的模式選擇耦合器組成的模式MUX[38]。每個模式選擇耦合器分別將SMF的LP01模式耦合到FMF的LP11、LP21或LP02模式。模式選擇耦合器通過一種商用的熔接器相互連接，模式選擇耦合器以拋光型耦合器的形式實(shí)現(xiàn)。在圖27(b)[38]所示的模式DEMUX中，模式選擇耦合器的順序與模式MUX相反。由于高階模的有效折射率小于低階模，故首先對高階模進(jìn)行多路分離，如果模式選擇耦合器的順序不對，高階模式下的信號會受到較大的損耗。雖然模式選擇耦合器的耦合效率依賴于非對稱模的空間波瓣取向，如LP11和LP21，但波瓣取向并不沿光纖保持。為了調(diào)節(jié)光纖的波瓣方向，在實(shí)驗(yàn)中使用了典型的多匝光纖偏振控制器作為波瓣方向控制器。波瓣方向控制器改變了一些瓣的方向，但它不能完全控制模式的狀態(tài)。對接收信號進(jìn)行監(jiān)測，調(diào)整波瓣方向控制器可以使BER最小化。

模式MUX輸出處的模式強(qiáng)度剖面由紅外攝像機(jī)監(jiān)控，以確保模式轉(zhuǎn)換和多路復(fù)用。當(dāng)相位匹配條件完全滿足時(shí)，理論最小損耗接近0 dB?；诜质?、相位板的MUX的損耗最小為5.5 dB[39]。基于點(diǎn)陣模式的MUX，如光子燈籠或3D波導(dǎo)方案，其理論損耗最小為2 dB[40]?；谌饫w模式轉(zhuǎn)換器的模MUX具有較小的損耗，但不易應(yīng)用于高階模的復(fù)用[38]。與上述方法相比，基于模式選擇耦合器的全光纖模式MUX具有最低的固有損耗。

圖28演示了使用全光纖模式MUX實(shí)現(xiàn)MDM傳輸?shù)膫鬏敎y量裝置[38]。光纖QPSK信號是由兩個并行MZM組成的IQ調(diào)制器產(chǎn)生的。IQ調(diào)制器由兩個獨(dú)立的雙信道數(shù)模轉(zhuǎn)換器生成的30 Gbaud比特序列驅(qū)動，該序列長215。使用了工作在1543.5 nm處100 KHz線寬的外腔激光。將兩個時(shí)延為382 ns的信號通過偏振合束器進(jìn)行組合，產(chǎn)生120 Gb/s的PDM-QPSK信號。將放大的PDM-QPSK信號與放大自發(fā)輻射源的輸出功率結(jié)合。通過調(diào)節(jié)放大自發(fā)輻射源輸出端的光衰減器來調(diào)節(jié)OSNR。經(jīng)過1.5 nm帶寬的光帶通濾波后，將相對延遲為0、25、49 ns的三份信號作為模式MUX的輸入信號。

使用的模式數(shù)量受到可用接收信道數(shù)量的限制。模式DEMUX的三個輸出信號分別被EDFAs放大后送入三個偏振分集相干接收機(jī)。由此產(chǎn)生的十二個高速電信號被十二個模塊數(shù)字存儲示波器捕獲。采樣速率為40 GS/s，帶寬為20 GHz。在內(nèi)差檢測中，采用另一個外腔激光器作為本地振蕩器。本地振蕩器頻率被調(diào)整到接收信號頻率的150 MHz以內(nèi)。

注：ECL：外腔激光器；IQ Mod：IQ調(diào)制器；DAC：數(shù)模轉(zhuǎn)換器；PBC：偏振合束器；OBF：光帶通濾波器；EDFA：摻鉺光纖放大器；ASE：放大自發(fā)輻射；Atten：光學(xué)衰減器；OSA：光譜分析儀；PD-CRX：偏振分集相干接收機(jī)。圖28 實(shí)驗(yàn)設(shè)置[38]

圖29 在4模光纖傳輸超過15 km 后的BER曲線[38]

傳輸實(shí)驗(yàn)采用了圖27[38]所示的全光纖模式MUX和模式DEMUX。模式MUX的輸出光纖端口的長度各不相同。因此，附加長度的光纖連接到輸出端口，以補(bǔ)接收器的傳輸延遲。通過示波器的高速精確觸發(fā)，實(shí)現(xiàn)了12個信道的同步采集。在數(shù)據(jù)采集后，光學(xué)延遲的微小差異被仔細(xì)地修正。每次測量獲得每個信道的400萬個樣本。它們被重新采樣，每個符號有兩個樣本，然后被6×6均衡器的MIMO-DSP進(jìn)行分析。均衡器系數(shù)采用數(shù)據(jù)輔助LMS算法對前20萬個符號進(jìn)行調(diào)整。然后切換到decision-directed LMS模式，采用decision-directed相位鎖環(huán)預(yù)估載波相位。最后，用decision-directed LMS算法對每個信道的最后260萬符號的BER進(jìn)行了評估。

圖29[38]顯示了在15 km 的4模光纖中傳輸120 Gb/s、PDM-QPSK信號時(shí)的BER與OSNRpol圖，傳輸實(shí)驗(yàn)采用光纖與文獻(xiàn)[41]中使用的光纖具有相同的參數(shù)，采用LP01、LP21、LP02三種模式，x和y表示相應(yīng)偏振。在離線處理中使用了長度為512抽頭的6×6 MIMO均衡器。與傳輸3 km的結(jié)果相比，傳輸15 km的 BER惡化了，但所有模式的BER小于10-2，表明全光纖MUX復(fù)用三種空間模式120 Gb/s、PDM-QPSK信號在4模光纖15 km以上的MDM傳輸是成功的。

6.2 基于模式選擇耦合器的全光纖復(fù)用器的少模光纖控制環(huán)傳輸

文獻(xiàn)[42]采用模式選擇耦合器作為全光纖模式MUX進(jìn)行了三個模式560 km FMF控制環(huán)的MDM-WDM傳輸實(shí)驗(yàn)，提出的連續(xù)模式選擇耦合器可復(fù)用解復(fù)用LP01和雙重簡并模式LP11，信號調(diào)制格式120 Gbps、PDM-QPSK，32個WDM信道、信道間隔100 GHz，6×6 MIMO數(shù)字信號接收處理，實(shí)驗(yàn)表明全光纖模式MUX可用于長距離MDM-WDM傳輸。

圖30[42]顯示了由兩個連續(xù)LP11的模式選擇耦合器組成的全光纖模式MUX。在圖30(a)中，LP01端口的輸入信號通過光纖熔接直接耦合到FMF的LP01模式。LP11a端口或LP11b端口的輸入信號由模式選擇耦合器耦合到FMF的LP11模式。為了使兩個LP11模正交，使用了一個典型的多圈光纖偏振控制器作為波瓣方向控制器。雖然波瓣方向控制器不能完全控制模式的狀態(tài)，但它改變了一些波瓣方向。兩個模式選擇耦合器由同一種FMF制成，以消除它們之間的熔接損耗。文獻(xiàn)[44]給出了典型LP11的模式選擇耦合器耦合效率和模式消光比。在C波段波長范圍內(nèi)，LP11的模式選擇耦合器耦合效率為60%～80%。LP01模對LP11模的消光比大于10 dB。波長相關(guān)性性能源于SMF和FMF之間的有效折射率不匹配。LP11端口光損耗主要取決于模式選擇耦合器的耦合效率，在C波段為1～2 dB。LP01端口輸入信號損耗小于0.5 dB。模式MUX輸出端的模式強(qiáng)度分布由紅外攝像機(jī)監(jiān)測。信號波長由1530 nm變?yōu)?560 nm，步進(jìn)5 nm。在整個信號波長中，LP11a模和LP11b模的波瓣方向基本正交。在1545 nm的波長下調(diào)節(jié)波瓣方向控制器的狀態(tài)，然后在整個實(shí)驗(yàn)過程中保持這種狀態(tài)。

圖30 (a) 全光纖模式MUX；(b) 全光纖模式DEMUX(LOC：波瓣方向控制器)[42]

圖31所示使用全光纖模式MUX的長距離MDM-WDM傳輸?shù)膶?shí)驗(yàn)裝置[42]。利用分布反饋激光器在C波段(1537.40-1562.23 nm)產(chǎn)生了32個波長為100 GHz的WDM信道。使用線寬為100 KHz的可調(diào)諧半導(dǎo)體激光器作為被測信道的光源。采用波長選擇開關(guān)實(shí)現(xiàn)各波長信道的功率均衡。由此產(chǎn)生的32個波長信道由一個IQ調(diào)制器調(diào)制，該調(diào)制器由兩個長度為215的獨(dú)立30 Gbaud 序列驅(qū)動。該序列由一個采樣率為60 GS/s的數(shù)模轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生，IQ調(diào)制器的輸出信號被偏振組合器分離并再次組合，正交偏振之間的延遲為382 ns。得到的120 Gb/s、PDM-QPSK被進(jìn)一步分為三個相對延遲分別為0、40和112 ns 的信號。延遲信號被送入3路循環(huán)回路。在環(huán)路內(nèi)，三個信號通過圖30所示的全光纖模式MUX和DEMUX發(fā)射到FMF跨距并耦合出FMF跨距。

所使用的FMF支持LP01和雙重簡并LP11的線性模式的傳播。為了補(bǔ)償傳輸范圍內(nèi)LP01和LP11之間的DMGD，使用了四個長度分別為12.5、25、12.5和20 km的FMF光纖盤，其DMGD分別為-1.15、+1.64、-2.0和+1.52 ns。它們通過商用熔接器熔接，70 km的FMF的總DMGD約為0.01 ns。FMF直接熔接到模式MUX和模式DEMUX。

注：TLD：可調(diào)諧半導(dǎo)體激光器；DFB：分布反饋激光器；WSS：波長選擇開關(guān)；EDFA：摻鉺光纖放大器；IQ Mod：IQ調(diào)制器；DAC：數(shù)模轉(zhuǎn)換器；PBC：偏振光束組合器；MUX：復(fù)用器；DEMUX：解復(fù)用器；WB：波長阻斷器；PD-CRX：偏振分集相干接收機(jī)；LO：本振。圖31 實(shí)驗(yàn)裝置[42]

圖32 32個WDM信道560 km 傳輸?shù)腂ER[42]

在模式解復(fù)用后，用三個EDFAs分別對信號進(jìn)行放大。環(huán)路中使用波長阻斷器來使WDM信道的光譜平坦。三個回路開關(guān)同步工作，以傳遞三個循環(huán)回路中的信號。之后，信號被多路復(fù)用又被送入FMF。最后從環(huán)路中提取信號，利用環(huán)路外的波長阻斷器選擇待測波長信道。用EDFAs對信號進(jìn)行放大，然后用三個偏振分集相干接收機(jī)對信號進(jìn)行放大。12路模塊化數(shù)字存儲示波器采集了12個高速電信號。示波器的采樣率為40 GS/s，帶寬為20 GHz。第二個可調(diào)諧半導(dǎo)體激光器作為本振用于內(nèi)差檢測，其頻率偏移在500 MHz以內(nèi)。利用文獻(xiàn)[38]中解釋的6×6 MIMO-DSP算法離線處理捕獲的6個復(fù)雜波形。為了估計(jì)6×6脈沖響應(yīng)矩陣，使用數(shù)據(jù)輔助LMS算法對已知的測試信號進(jìn)行處理，然后切換到decision-directed LMS模式。最后，對BER進(jìn)行了評估。圖32[42]顯示了作為波長信道函數(shù)的BER曲線。對120 Gb/s、PDM-QPSK信號在3種模式下的BER平均值，所有波長信道的BER都低于最先進(jìn)的SD-FEC的BER極限。在100 GHz信道間隔下，32個WDM信道的傳輸距離為560 km，頻譜效率為3.0 bit/s/Hz。結(jié)果表明，采用全光纖模式MUX進(jìn)行MDM-WDM長距離傳輸是可行的。

6.3 基于模式選擇耦合器的強(qiáng)度調(diào)制/直接檢測模分復(fù)用傳輸

文獻(xiàn)[43]提出了基于模式選擇耦合器的強(qiáng)度調(diào)制/直接檢測 MDM傳輸系統(tǒng)，模式MUX和DEMUX由級聯(lián)模式選擇耦合器組成，采用10 Gb/s的二進(jìn)制OOK調(diào)制，通過增加模式有效折射率差來抑制光纖的模式串?dāng)_，在弱耦合FMF上實(shí)驗(yàn)演示了四模式10 km FMF傳輸，MIMO-free直接檢測表明，模式串?dāng)_被成功抑制到小于16.5 dB，采用簡單的折射率階躍結(jié)構(gòu)支持四種模式的弱耦合FMF是可行的。

四模MDM傳輸?shù)膶?shí)驗(yàn)設(shè)置如圖33所示[43]。在發(fā)射端，由電BER測試儀的脈沖波形發(fā)生器產(chǎn)生10 Gb/s、周期為215-1的PRBS。該激光二極管的波長為1550 nm。利用PRBS碼驅(qū)動光強(qiáng)調(diào)制器產(chǎn)生OOK信號。本實(shí)驗(yàn)采用10 Gb/s OOK調(diào)制，因?yàn)樗嵌叹嚯x傳輸中最常見的調(diào)制格式，且直接檢測始終不需要任何DSP。它更適合評估在FMF和MUX/DEMUX中的模式串?dāng)_的影響，因?yàn)樗认冗M(jìn)的調(diào)制格式，如具有相干檢測和強(qiáng)大的DSP的PDM-DQPSK，有更敏感的傳輸損傷。然后用EDFA對信號進(jìn)行放大。用光耦合器將信號分成四個支路。采用延遲線消除支路間的相關(guān)性，采用可變光衰減器調(diào)節(jié)發(fā)射光功率。然后，所有支路的信號被轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的模式，并由MUX復(fù)用。經(jīng)過10 km的FMF傳輸后，DEMUX將所有模式下的信號轉(zhuǎn)換和解復(fù)用為不同SMFs的基模。然后應(yīng)用光電二極管來檢測信號，BER是由電BER測試儀的接收端計(jì)算出來的。

圖33 四模10 km傳輸?shù)膶?shí)驗(yàn)設(shè)置[43]

圖34 200 m和10 km傳輸?shù)腂ER性能[43]

首先以0 dBm的輸入功率，將連續(xù)波信號光依次發(fā)射到各模式中，測量各模式串?dāng)_。背靠背中所有4種模式的模式串?dāng)_都小于-19.4 dB，而在10 km FMF傳輸后，它們都小于-16.5 dB。還測量了A點(diǎn)和B點(diǎn)FMF傳輸前后的模式圖、脈沖響應(yīng)和眼圖。

BER性能如圖34所示[43]。將四種模式同時(shí)發(fā)射到FMF中，比較了200 m和10 km FMF傳輸?shù)腂ER性能。對于給定BER為10-3時(shí)，背靠背接收機(jī)靈敏度約為-29.3 dBm，而LP01、LP11、LP21和LP31模式在10 km傳輸后分別約為-28.1、-27.0、-25.0和-23.2 dBm。背靠背性能作為參考進(jìn)行度量。四模式傳輸?shù)墓β蚀鷥r(jià)分別約為1.2、2.3、4.3和6.1 dB?？梢钥吹紹ER的表現(xiàn)與眼圖一致。與200 m傳輸相比，10 km傳輸?shù)男阅苈杂邢陆?，四模式的接收機(jī)靈敏度差均小于0.5 dB。這意味著10 km FMF的傳輸損傷非常低。

該文獻(xiàn)基于級聯(lián)模選擇耦合器作為MDM和DEMUX，采用簡單的直接檢測代替了復(fù)雜的相干檢測和MIMO-DSP，實(shí)現(xiàn)了四模式弱耦合MDM在10 km FMF上的傳輸。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該FMF的四種模式之間的串?dāng)_較低。模式選擇耦合器可以為模式復(fù)用解復(fù)用器提供獨(dú)特的功能，它們簡單、直接的實(shí)現(xiàn)SMF的LP01模和FMF的高階模之間的轉(zhuǎn)換，具有固有的低損耗，當(dāng)采用熔融型耦合器的形式時(shí)，是穩(wěn)定和可靠的，但其集成度隨模式數(shù)目的增多而降低，每增加一個新的高階模式，模分復(fù)用系統(tǒng)就需要在發(fā)送和接收端增加一個對應(yīng)的模式選擇耦合器，使得系統(tǒng)插入損耗增大。

綜上所述，上述少模光纖一般采用典型的漸變折射率和階躍折射率分布的圓芯少模光纖[26]?；谶@類少模光纖的MDM傳輸系統(tǒng)不斷地刷新著實(shí)驗(yàn)傳輸容量或傳輸譜效的記錄，如實(shí)驗(yàn)傳輸容量從26.4 Tbit/s[28]、41.6 Tbit/s[32]、73.7 Tbit/s[29]、138 Tbit/s[37]、159 Tbit/s[33, 35]、257 Tbit/s[31]、266.1 Tbit/s[45]、280 Tbit/s[34, 33]至10.66 Pbit/s[46]，實(shí)驗(yàn)傳輸譜效從12 bit/s/Hz[29]、29.41 bit/s/Hz[34]、30.5 bit/s/Hz[31]、34.91 bit/s/Hz[37]、36.7 bit/s/Hz[45]至1158.7 bit/s/Hz[46]，但是FMF損耗通常仍然大于常規(guī)標(biāo)準(zhǔn)SMF的損耗；基于分立相位板和多平面光轉(zhuǎn)換的(DE)MUX的插入損耗最大，約為5～8 dB；基于3D波導(dǎo)光子燈籠和光子燈籠全光纖(DE)MUX的插入損耗次之；基于模式選擇耦合器作全光纖(DE)MUX的插入損耗較好，但有些模式損耗仍然較大；模式串?dāng)_較大，通常在-17 dB至-10 dB。特別是上述MDM系統(tǒng)采用的圓芯少模光纖存在著模式簡并、模式串?dāng)_大問題，大都需要較為復(fù)雜的MIMO-DSP接收處理，如采用6×6 MIMO-DSP[28-30, 34, 38,42, 46]和12×12 MIMO-DSP[32, 37, 45]，模式數(shù)目越多越會導(dǎo)致MIMO-DSP方法處理數(shù)據(jù)計(jì)算量、復(fù)雜度快速增加，從而導(dǎo)致短距離數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)大時(shí)延、大功耗和高成本等問題[36, 47, 48]；需要進(jìn)一步深入研究。

7 本課題組近期提出的少模光纖傳輸研究

本課題組圍繞光纖通信研究領(lǐng)域，在少模MDM研究方向開展了部分工作，涉及準(zhǔn)單模少模光纖長跨距傳輸、單通道信號FMF傳輸和多通道WDM信號FMF傳輸研究等，為微波光子學(xué)、MDM傳輸系統(tǒng)的進(jìn)一步研究提供了新的研究思路和實(shí)驗(yàn)支持。

7.1 準(zhǔn)單模少模光纖長跨距傳輸研究

基于FMF的準(zhǔn)單模長跨距模擬光纖傳輸系統(tǒng)，采用大有效模場面積FMF、載波和邊帶近似相等的單邊帶調(diào)制，實(shí)現(xiàn)FMF中受激布里淵散射閾值比SMF中大3 dB，F(xiàn)MF中無雜散動態(tài)范圍(Spurious Free Dynamic Range，SFDR)比SMF中的大1.5 dB；采用高階模式可進(jìn)一步減小單信道非線性和WDM非線性串?dāng)_[20]。圖35[20]是基于FMF的準(zhǔn)單模長跨距模擬光纖傳輸系統(tǒng)，圖36至圖38[20]是在FMF系統(tǒng)和SMF系統(tǒng)中光傳輸實(shí)驗(yàn)結(jié)果的比較，圖36是FMF系統(tǒng)和SMF系統(tǒng)中背向散射功率與傳輸功率隨入射功率的變化情況，圖37是傳輸前后信號光譜的變化情況，圖38(a)是接收到的RF微波功率隨入射光功率的變化情況, 圖38(b)是基波功率、三階交調(diào)失真(Third-order Intermodulation Distortion，IMD3)功率隨RF微波調(diào)制功率的變化情況。

圖35 基于FMF的準(zhǔn)單模長跨距模擬光纖傳輸系統(tǒng)[20]

7.2 單通道信號少模光纖傳輸研究

在FMF傳輸中，受激布里淵散射是泵浦波和斯托克斯波通過聲波進(jìn)行的非線性相互作用，受激布里淵散射導(dǎo)致強(qiáng)大的后向散射光功率限制了接收機(jī)可獲得的接收光功率，并且由多徑干涉導(dǎo)致的相對強(qiáng)度噪聲降低了信噪比。課題組合作研究了單通道FMF傳輸受激布里淵散射非線性損傷及抑制，提出了一種單通道信號FMF傳輸系統(tǒng)，克服了單通道受激布里淵散射非線性限制，提高了光傳輸功率；與相同有效長度的SMF相比，增加了受激布里淵散射閾值8.7 dB和提高了單通道SFDR 9.6 dB[22]。

圖36 FMF和SMF系統(tǒng)中背向散射功率與傳輸 功率隨入射功率的變化情況[20]

圖37 傳輸前后信號光譜的變化情況[20]

圖38 (a) 是接收到的RF微波功率隨入射光功率的變化情況；(b) 是基波功率、 IMD3功率隨RF微波調(diào)制功率的變化情況[20]

圖39[22]所示是單通道信號的FMF傳輸系統(tǒng)，(a)是實(shí)驗(yàn)設(shè)置，(b)模式選擇光子燈籠結(jié)構(gòu)，(c)模式選擇光子燈籠的輸出橫截面，(d)模式選擇光子燈籠的輸出模式，(e)測量得到的FMF折射率分布，(f)輸入模式 LP01, LP11, LP21和LP02時(shí)在FMF光纖中激勵的脈沖響應(yīng)，插圖是FMF輸出端的光強(qiáng)分布。Signal是電信號，Power combiner是功率合波器，MZM是馬赫-曾德調(diào)制器，OA是EDFA，Optical filter是光濾波器，OC是光環(huán)形器，PL是光子燈籠，PD是光電二極管，Spectrum analyzer是電譜分析儀。

在單通道信號少模光纖傳輸中，F(xiàn)MF可以增加非線性容限、提高傳遞到探測器的光功率。激光二極管發(fā)出的光波在MZM中被雙音調(diào)制(1.893 GHz和2 GHz)，便于攜帶高載噪比信號的微波光子鏈路中標(biāo)準(zhǔn)雙音信號測試。MZM低偏置可抑制光載波。光調(diào)制波放大、濾波后，通過光學(xué)環(huán)行器發(fā)射到20 km長的特別設(shè)計(jì)的FMF，這可用來測量背向散射光。一個模式選擇光子燈籠(mode-selective photonic lantern，MSPL)插入到環(huán)形器和FMF中間用于把輸入的基模LP01轉(zhuǎn)換為 FMF支持的特定空間模式。圖39(b)所示是MSPL的結(jié)構(gòu)，它是由6條光纖插入到摻氟毛細(xì)管中被絕熱拉錐形制成的。在MSPL輸出橫截面視圖如圖39(c)所示，其輸出光強(qiáng)分布對應(yīng)于每個輸入端口的近場和遠(yuǎn)場圖如圖39(d)所示。MSPL的輸出與FMF支持模式之間的不匹配會導(dǎo)致模式串?dāng)_。FMF的纖芯半徑約為11.5 μm，有效面積270 μm2，大約是單模光纖的3.8倍(5.8 dB)。LP02模式在1550 nm波段的衰減系數(shù)為0.27 dB/km。接收信號由自由空間光電探測器檢測，并由電頻譜分析儀進(jìn)行評估。

圖40所示是單通道信號FMF傳輸系統(tǒng)與SMF系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果[22]，比較情況，可見，F(xiàn)MF和SMF的長度分別設(shè)置為20 km和16.6 km，讓它們有一個相同的有效非線性長度。圖40(a)所示是微波調(diào)制下的背散射和透射光功率隨歸一化光發(fā)射功率的變化情況。這種歸一化均衡了這兩個鏈路的損耗，導(dǎo)致兩鏈路在沒有光纖非線性情況下對應(yīng)相同的歸一化光發(fā)射功率產(chǎn)生相同的基波頻率的功率。FMF的受激布里淵散射閾值約25 dBm，約大于SMF受激布里淵散射閾值8.7 dB。由此導(dǎo)致的FMF發(fā)射光功率在受激布里淵散射閾值附近也高8.7 dB。因此，最大有用的發(fā)射光功率是在受激布里淵散射閾值附近。為什么還要增加發(fā)射功率超過受激布里淵散射閾值是因?yàn)楣廨d波的功率通過克爾效應(yīng)包括自相位調(diào)制和四波混頻轉(zhuǎn)移到邊帶。由于受激布里淵散射效應(yīng)，雖然光載波功率停止增加；邊帶中低于受激布里淵散射閾值的功率會增加。結(jié)果，總發(fā)射光功率繼續(xù)增加，但增加速率稍低。這不同于連續(xù)激光器中發(fā)射功率超過受激布里淵散射閾值停止增加情況。

注：Signal是電信號；Power combiner是功率合波器；MZM是馬赫-曾德調(diào)制器；OA是EDFA；Optical filter是光濾波器；OC是光環(huán)形器；PL是光子燈籠；FMF是FMF；SMF是單模光纖；PD是光電二極管；Spectrum analyzer是電譜分析儀。(a)是實(shí)驗(yàn)設(shè)置；(b)模式選擇光子燈籠結(jié)構(gòu)；(c)模式選擇光子燈籠的輸出橫截面；(d)模式選擇光子燈籠的輸出模式；(e)特別設(shè)計(jì)的FMF的折射率分布；(f)輸入模式 LP01, LP11, LP21和LP02時(shí)在FMF光纖中激勵的脈沖響應(yīng)，插圖是FMF輸出端的光強(qiáng)分布。圖39 單通道微波信號的FMF傳輸系統(tǒng)[22]

在FMF的受激布里淵散射閾值附近，發(fā)射光功率有8.7 dB增加導(dǎo)致17.0 dB探測微波功率增加或等價(jià)FMF鏈路增益17.0 dB，如圖40(b)所示。即使我們假設(shè)SMF的發(fā)射功率可以增加到FMF的受激布里淵散射閾值，F(xiàn)MF鏈路增益仍然高于SMF鏈路6 dB。鏈路增益的增加可以支持更長的傳輸距離或更大的分光比。IMD3交調(diào)失真也隨著歸一化的光發(fā)射功率的增加而增加如圖40(c)所示。對應(yīng)不同的基波功率，超過受激布里淵散射閾值后IMD3功率沒有減小；這是因?yàn)榭藸栃?yīng)引導(dǎo)光功率轉(zhuǎn)移到IMD3功率；導(dǎo)致IMD3的光譜成分包括光載波、調(diào)制邊帶和四波混頻邊帶。對基波功率的主要貢獻(xiàn)來自光載波。當(dāng)光載波被受激布里淵散射損耗時(shí)，基波功率按照發(fā)射功率的平方增長。相比之下，對IMD3的主要貢獻(xiàn)來自參量放大導(dǎo)致的調(diào)制邊帶功率的增加。這樣，在log-log 對數(shù)坐標(biāo)下，IMD3的功率增加斜率按照發(fā)射功率增加斜率的2.5倍增長。應(yīng)該注意的是，盡管FMF的有效面積大、克爾非線性系數(shù)較小，在高發(fā)射功率情況下，F(xiàn)MF鏈路中IMD3很強(qiáng)，因?yàn)榕cSMF相比，F(xiàn)MF光載波的功率較大、受激布里淵散射較小。正如預(yù)期的那樣，SFDR增加率是歸一化光發(fā)射功率的函數(shù)，如圖40(d)所示；當(dāng)光纖非線性出現(xiàn)時(shí)，SFDR增加率會慢下來。一方面，受激布里淵散射會抑制基波的微波接收功率；一般來說，在基波功率降低1 dB導(dǎo)致SFDR減小1 dB。另一方面，四波混頻會增加IMD3；一般來說，IMD3每增加1 dB會導(dǎo)致SFDR減小1/3 dB。

注：(a)后向散射和透射光功率隨歸一化入射光功率的變化情況(圓圈和方形分別對應(yīng)FMF和SMF情況；紅色箭頭分別對應(yīng)FMF和SMF的受激布里淵散射閾值)；(b)接收的基波微波功率和微波增益；(c)IMD3隨歸一化光入射功率變化情況(每通道微波調(diào)制功率為-0.5 dBm)；接收的FMF基波微波功率比SMF的高6 dB；(d)SFDR隨歸一化光入射功率的變化；FMF鏈路提高了信號SFDR 9.6 dB。圖40 單通道微波信號傳輸FMF鏈路與SMF鏈路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果[22]

FMF具有較高的受激布里淵散射閾值，導(dǎo)致在受激布里淵散射閾值附近FMF鏈路的SFDR比SMF的高4.8 dB；微波功率對基波和IMD3的貢獻(xiàn)分別為6和-1.2 dB。模擬鏈路一般不運(yùn)行在受激布里淵散射閾值之上，相比于各自的受激布里淵散射閾值，F(xiàn)MF鏈路的SFDR比SMF的高9.6 dB；微波功率對基波和IMD3的貢獻(xiàn)分別為17.9和-8.3 dB。

7.3 多通道波分復(fù)用信號少模光纖傳輸研究

光纖中存在克爾非線性效應(yīng)?？藸栃?yīng)誘導(dǎo)的自相位調(diào)制、交叉相位調(diào)制和四波混頻會導(dǎo)致信道傳輸?shù)慕徽{(diào)失真和WDM傳輸中非線性串?dāng)_。研究了多通道FMF傳輸非線性串?dāng)_損傷及抑制，提出了一種WDM信號FMF傳輸實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，有效抑制了WDM信號非線性串?dāng)_。采用模式間大有效折射率差FMF的模式正交性與低模式串?dāng)_、FMF更大有效面積增加相互作用光波的相位失配，在WDM信號光纖傳輸中抑制WDM信號非線性串?dāng)_，實(shí)現(xiàn)非線性串?dāng)_抑制達(dá)到30 dB，相當(dāng)于WDM傳輸系統(tǒng)SFDR 增加20 dB，為微波光子學(xué)、MDM傳輸系統(tǒng)的進(jìn)一步研究提供了新的研究思路和實(shí)驗(yàn)支持[22]。

圖41所示是多通道信號FMF傳輸實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)[22]，(a)實(shí)驗(yàn)裝置，間隔100 GHz的兩光波通過模式選擇光子燈籠耦合進(jìn)入FMF，設(shè)置了長波長通道作為目標(biāo)通道，且經(jīng)過雙音調(diào)制、以FMF LP01模式入射。干擾信道波長較短、單音調(diào)制，可以發(fā)射到FMF中4 LP模式的任何一個：LP01，LP11，LP21和LP02。插圖說明了FMF中目標(biāo)通道光載波和干擾通道光載波及其邊帶產(chǎn)生的四波混頻所致目標(biāo)通道帶內(nèi)非線性串?dāng)_情況。(b)(c)是六模式FMF的橫截面和折射率分布；(d)FMF傳輸后的輸出六模式的強(qiáng)度分布；(e)FMF中六模式的脈沖響應(yīng)。

圖42[22]所示是不同空間模式WDM傳輸中的非線性串?dāng)_和SFDR；(a)采用模式多樣性和正交性與低模式串?dāng)_抑制來自干擾通道的非線性串?dāng)_；(b)對應(yīng)非線性串?dāng)_的SFDR，比較了不同空間模式WDM傳輸中的非線性串?dāng)_隨接收光功率的變化情況。圖42(a)所示，接收光功率增加1 dB會導(dǎo)致非線性串?dāng)_增加3 dB；IMD3增加2 dB。這是因?yàn)榉蔷€性串?dāng)_來自目標(biāo)通道的光載波和干擾信道光載波和邊帶的相互作用，而IMD3來自對應(yīng)的雙音信號邊帶的拍頻，這比光載波弱得多。圖42(b)所示，每個模式在FWM串?dāng)_發(fā)生時(shí)的對應(yīng)SFDR分別為63.7，56.9，53.8和44.6 dB。非線性串?dāng)_最嚴(yán)重的情況是兩通道都采用LP01模式情況。使用模式多樣性、模式正交性、FMF更大有效面積增加相互作用光波的相位失配，非線性串?dāng)_的抑制高達(dá)30 dB，相當(dāng)于SFDR增加20 dB。

注：LD是激光二極管；MZM是馬赫-曾德調(diào)制器；OA是光放大器；OC是光環(huán)路器；PC是偏振控制器；PD是光探測器；VOA是可調(diào)光衰減器。(a)實(shí)驗(yàn)裝置，間隔100 GHz的兩光波通過模式選擇光子燈籠耦合進(jìn)入FMF，設(shè)置了長波長通道作為目標(biāo)通道，且經(jīng)過雙音調(diào)制、以FMF LP01模式入射。干擾信道波長較短、單音調(diào)制，可以發(fā)射到FMF中4 LP模式的任何一個：LP01，LP11，LP21和LP02；插圖說明了FMF中目標(biāo)通道光載波和干擾通道光載波及其邊帶產(chǎn)生的四波混頻所致目標(biāo)通道帶內(nèi)非線性串?dāng)_情況；(b，c)是六模式FMF的橫截面和折射率分布；(d)FMF傳輸后的輸出模式強(qiáng)度分布；(e)FMF中不同輸入模式的脈沖響應(yīng)。圖41 多通道信號FMF傳輸實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)[22]

注：(a)采用模式多樣性和正交性抑制來自干擾通道的非線性串?dāng)_；(b)對應(yīng)非線性串?dāng)_的SFDR。圖42 不同空間模式WDM傳輸中的非線性串?dāng)_和SFDR[22]

8 結(jié)論與討論

結(jié)合本課題組近期研究開展的MDM方面的部分工作，比較系統(tǒng)、深入地分析討論了MDM光傳輸研究過程中相對經(jīng)典的部分研究工作和最新進(jìn)展；以MDM MUX和DEMUX的發(fā)展為主線，分析討論了準(zhǔn)單模FMF單跨距傳輸、準(zhǔn)單模FMF控制環(huán)傳輸、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF單跨距傳輸、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF控制環(huán)傳輸、基于平面光轉(zhuǎn)換模式MUX和DEMUX的FMF傳輸、基于3D波導(dǎo)模式MUX和DEMUX的FMF單跨距傳輸、基于3D波導(dǎo)模式MUX和DEMUX的FMF控制環(huán)傳輸、基于光子燈籠的全光纖MUX的FMF單跨距傳輸、基于光子燈籠的全光纖MUX的FMF控制環(huán)傳輸、基于全光纖耦合器的FMF單跨距傳輸、基于全光纖耦合器的FMF控制環(huán)傳輸；最后，給出了本課題組近期合作研究工作中的準(zhǔn)單模少模光纖長跨距傳輸、單通道信號少模光纖傳輸研究、多通道波分復(fù)用信號少模光纖傳輸研究。今后的較長一段時(shí)間，針對不同應(yīng)用場景的FMF、模式MUX和DEMUX、MDM光傳輸研究、模式組相關(guān)器件與傳輸仍然是通信領(lǐng)域需要繼續(xù)探索的研究熱點(diǎn)，將為未來光纖骨干網(wǎng)傳輸、光纖前傳等MDM系統(tǒng)的進(jìn)一步研究及其實(shí)用化、商業(yè)化提供新的研究思路和技術(shù)支持。