畢思涵 宋建軍 張棟 張士琦

1) (西安電子科技大學微電子學院,寬禁帶半導(dǎo)體重點實驗室,西安 710071)

2) (中國航天科技集團有限公司抗輻射集成電路技術(shù)實驗室,西安 710071)

整流器件是微波無線能量傳輸系統(tǒng)的核心部分,新型整流器件的研發(fā)是當前領(lǐng)域研究的重要方向.肖特基二極管和場效應(yīng)晶體管是目前主流整流器件,但二者整流范圍有限,無法實現(xiàn)兼顧弱能量和中等能量密度的寬范圍整流.有鑒于此,本文提出并設(shè)計了2.45 GHz 微波無線能量傳輸用Ge 基p 型單端肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管(源端為肖特基接觸,漏端為標準p+摻雜).在此基礎(chǔ)上,充分利用器件的肖特基結(jié)構(gòu),采用新型二極管連接方式,以實現(xiàn)不同偏壓下開啟的溝道和源襯肖特基結(jié)構(gòu)的雙通道寬范圍整流.采用Silvaco TCAD 軟件進行仿真,對于負載為0.3 pF 和70 kΩ 的半波整流電路,實現(xiàn)了—20—24 dBm 寬范圍整流,相比同條件下Ge場效應(yīng)晶體管范圍拓寬8 dBm,且在范圍內(nèi)整體整流效率較高,在16 dBm 整流效率峰值可達57.27%.在—10 dBm弱能量密度的整流效率達到6.17%,是同等條件下Ge 場效應(yīng)晶體管的7 倍多.

1 引言

微波無線能量傳輸系統(tǒng)是一種突破了傳輸線的限制,通過天線發(fā)射和接收微波信號,將射頻信號(RF)轉(zhuǎn)化為直流(DC)信號的系統(tǒng).2.45 GHz射頻信號為我國環(huán)境中主要射頻信號源,若采用微波無線能量傳輸系統(tǒng)來傳輸該波段信號,可以解決電池供電壽命短和初始成本高的問題,且在醫(yī)療、便攜式可穿戴設(shè)備等領(lǐng)域有廣闊的應(yīng)用前景[1-4].

目前,在微波無線能量傳輸領(lǐng)域,國際研究者大多專注于陣列整流天線設(shè)計和整流電路優(yōu)化提升,而對新型整流器件的探索研究較少[5-7].肖特基二極管和CMOS 是主流的整流器件,國內(nèi)外對二者研究頗多,但想實現(xiàn)從弱能量到中等能量密度的寬范圍整流仍存在困難[8-10].器件的整流范圍越寬,對應(yīng)正常工作時允許的輸入電壓范圍就越大,實際應(yīng)用的場景就更加廣泛.因此,通過新型整流器件來拓寬整流范圍,提升系統(tǒng)的整流性能,是重要的研究方向.

傳統(tǒng)的肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管(Schottky barrier-MOSFET,SB-MOSFET)很好融合了MOSFET 與肖特基結(jié)構(gòu),若采用新型連接方式可實現(xiàn)溝道和源襯肖特基結(jié)構(gòu)的雙通道寬范圍整流.但SB-MOSFET 具有輸出電流小和反向泄漏電流明顯的缺點,限制了整流效率的提升[11].而源端為肖特基接觸,漏端為標準p+摻雜的單端肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管(Schottky barrier source left-MOSFET,SBSL-MOSFET),載流子在輸運時無需再翻越漏端肖特基勢壘,從而增大了溝道電流,提高了整流效率.當前國際的研究主要集中于通過工藝改善SB-MOSFET 的導(dǎo)通電流,而在整流應(yīng)用方面少有研究,因此SBSL-MOSFET 雙通道整流的提出將彌補該器件在整流領(lǐng)域的空白[12,13].

有鑒于此,本文提出并設(shè)計了用于2.45 GHz 微波無線能量傳輸?shù)腉e 基p 型雙通道整流SBSLMOSFET,以實現(xiàn)寬范圍的整流.首先,在傳統(tǒng)SBMOSFET 基礎(chǔ)上分析了SBSL-MOSFET 的工作機理和電流輸運,設(shè)計了Ge 基p 型SBSL-MOSFET.之后仿真分析了器件的I-V特性,并提出新型連接方法下實現(xiàn)器件的雙通道寬范圍整流.最后利用Silvaco TCAD 軟件的MixedMode 搭建半波整流電路,比較SBSL-MOSFET 與幾種MOSFET 的整流性能,證實了所設(shè)計的SBSL-MOSFET 解決了傳統(tǒng)器件整流范圍較小的問題.

2 單端肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管設(shè)計

2.1 基本輸運機理

肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管設(shè)計的重點在于源(漏)端肖特基接觸金屬的選取.對于傳統(tǒng)的p 溝道Ge 基SB-MOSFET 選取NiGe 作為源漏端金屬,而SBSL-MOSFET 選取NiGe 作為源端金屬,漏端為p 型摻雜.由于Ge 價帶附近費米能級釘扎的存在,在器件關(guān)斷時,NiGe 與溝道n-Ge 接觸為肖特基接觸,有較高的電子勢壘(約0.56 eV),而在溝道反型后,器件開啟,NiGe 與p-Ge 接觸體現(xiàn)出歐姆特性,空穴勢壘低(約0.1 eV)[14,15].

對傳統(tǒng)的SB-MOSFET 工作機理進行分析,圖1 是p 溝SB-MOSFET 表面隨柵壓(Vg)和漏壓(Vd)變化的能帶圖.如圖1(a)所示為器件的關(guān)斷狀態(tài),此時柵壓和漏壓都為0 V 時,源漏端的NiGe 與溝道n-Ge 接觸,勢壘高,載流子很難通過,其中Φbn為電子勢壘高度,Φbp為空穴勢壘高度.圖1(b)展現(xiàn)了器件的反向泄漏,當柵壓為0 V,漏端有偏壓時電子有一定概率隧穿通過肖特基勢壘進入溝道區(qū),形成反向泄漏電流,高電子勢壘確保這一反向泄漏電流遠小于正向?qū)娏?但仍是較顯著的現(xiàn)象.如圖1(c)隨著柵壓增大,當電子勢壘等于本征勢壘高度時,勢壘消失,此時電流主要以空穴熱電子發(fā)射為主,器件處于亞閾值狀態(tài),尚未完全開啟,電流較小.如圖1(d)當柵壓一直增大至閾值電壓時溝道反型,源漏端NiGe 與反型形成的p-Ge 接觸,空穴勢壘小,且柵壓越大勢壘寬度越窄,空穴隧穿概率增加,大量空穴可由隧穿機制從源極運動到漏極,為載流子主要輸運方式,且伴隨有少量空穴通過熱電子發(fā)射翻越勢壘,器件開啟.

圖1 Ge 基p 溝SB-MOSFET 隨外 加電壓變化的能帶圖 (a) |Vg|=|Vd|=0;(b) |Vg|=0,|Vd|＞0;(c) |Vg|＜|VT|;(d)|Vg|＞|VT|Fig.1.Energy band diagram of Ge based p-channel SB-MOSFET with applied voltage: (a) |Vg|=|Vd|=0;(b) |Vg|=0,|Vd|＞0;(c) |Vg|＜|VT|;(d) |Vg|＞|VT|.

圖2為在傳統(tǒng)SB-MOSFET 基礎(chǔ)上設(shè)計的SBSL-MOSFET 能帶圖,不同之處在于漏端采用p+摻雜代替了肖特基結(jié)構(gòu).圖2(a)器件關(guān)斷狀態(tài),柵壓和漏壓都為0 V,源端為NiGe 與n-Ge 接觸的高勢壘,漏端為pn 結(jié)勢壘,載流子無法通過.圖2(b)當柵壓達到閾值電壓,溝道反型,源端為NiGe 與p-Ge 接觸的低空穴勢壘,且漏端勢壘降低.空穴由隧穿機制從源端進入溝道后繼續(xù)向漏端運動,在漏端不再需要翻越或隧穿通過勢壘,從而增大了溝道電流.同時,漏端換為p+摻雜也解決了肖特基漏端反向隧穿泄漏電流顯著的問題.

圖2 Ge 基p 溝SBSL-MOSFET 隨外加電壓變化的能帶圖 (a) |Vg|=|Vd|=0;(b)|Vg|＞|VT|Fig.2.Energy band diagram of Ge based p-channel SBSL-MOSFET with applied voltage: (a) |Vg|=|Vd|=0;(b) |Vg|＞|VT|.

2.2 電流輸運方程

當SBSL-MOSFET 的溝道未完全反型時,價帶高度低于勢壘高度,由于較寬的勢壘耗盡區(qū),無法發(fā)生載流子隧穿,此時載流子的輸運方式以能量較高的載流子越過勢壘即熱電子發(fā)射機制為主.而當SBSL-MOSFET 的溝道完全反型后,勢壘變薄,隧穿概率增大,此時載流子輸運以隧穿機制為主.

當載流子的能量足夠高時,就有越過肖特基勢壘的概率.假設(shè)勢壘的高度遠高于k0T,能夠近似使用麥克斯韋-玻爾茲曼理論,利用熱電子發(fā)射理論,則電子從半導(dǎo)體擴散到金屬中的電流密度為[16]

而從金屬擴散到半導(dǎo)體中的電流密度是Js→m是一個常數(shù),由此可得出肖特基結(jié)構(gòu)總電流密度公式為

式中

當SBSL-MOSFET 溝道反型后,外加?xùn)艍菏沟眯ぬ鼗鶆輭咀儽?此時隧穿機制為載流子主要輸運方式.(1) 式此時需考慮熱電子發(fā)射和隧穿機制的共同作用,將 (1) 式修改為[17]

考慮量子力學中半經(jīng)典WKB 近似算法,可得載流子隧穿概率為

當能量ξ滿足 0 ＜ξ＜qB時載流子輸運以隧穿通過勢壘為主,當ξ ＞qB時載流子輸運以熱電子發(fā)射為主.

考慮到器件工作時,金屬和半導(dǎo)體間受正反偏壓的影響,同時考慮熱電子發(fā)射和隧穿機制,可將(5) 式修改為

若積分限取0 到勢壘高度q(VD-V),表達式為隧穿電流,積分限取q(VD-V) 到正無窮則為載流子翻越勢壘的熱電子發(fā)射電流.當式中V ＞0 時為正向電流,V＜0為反向電流.

2.3 器件結(jié)構(gòu)設(shè)計及特性仿真

肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管的結(jié)構(gòu)和特性會受如源(漏)金屬選擇、柵氧化層厚度、襯底摻雜濃度、柵材料選取等多個參數(shù)的影響.基于2.1 節(jié)理論,本文設(shè)計的用于對照的傳統(tǒng)p 溝道SB-MOSFET選取NiGe 合金作為源漏,NiGe 與n-Ge 接觸電子勢壘高度為0.56 eV,柵材料選用重摻雜多晶硅柵(NA=1×1021cm-3).

以使器件具有低的閾值電壓,柵氧化層選取高介電常數(shù)的HfO2且厚度為7 nm,襯底為n-Ge 摻雜濃度 2×1016cm-3.在此基礎(chǔ)上設(shè)計的SBSLMOSFET 除了漏端采用傳統(tǒng)的p+摻雜Ge(NA=2×1019cm-3),其余參數(shù)與SB-MOSFET 相同.圖3 繪制了上述兩個肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管的結(jié)構(gòu)并標出了仿真使用的參數(shù),SBSL-MOSFET的柵寬W=5 μm、柵長L=1 μm、柵氧化層厚度tox=7 nm、源(漏)厚度d=10 nm、襯底摻雜濃度NB=2×1016cm—3、漏端摻雜濃度NA=2×1019cm—3.

圖3 SB-MOSFET (a) 和 SBSL-MOSFET (b)器件結(jié)構(gòu)及仿真用關(guān)鍵參數(shù)值Fig.3.The key parameter values for device structure and simulation of SB-MOSFET (a) and SBSL-MOSFET (b).

本文選取Silvaco TCAD 來仿真肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管,仿真模型建立的關(guān)鍵在于物理模型的選取.對于源(漏)肖特基結(jié)構(gòu),選取通用肖特基隧穿(UST)模型.在UST 模型中,隧道電流由肖特基觸點附近網(wǎng)格位置的局部隧穿概率表示,將不同勢壘高度載流子隧穿概率與其濃度相乘,再積分得到總電流.遷移率模型選取Lombardi,將肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管的溫度、襯底摻雜濃度和溫度對遷移率的影響組合計算.圖4為Ge 基SB-MOSFET和SBSL-MOSFET 結(jié)構(gòu)模擬圖,兩器件的各項參數(shù)在上文給出,且再選取Ge MOSFET 作為對照組,源漏摻雜濃度(NA=2×1019cm—3),其余參數(shù)與肖特基勢壘場效應(yīng)晶體管保持一致.

圖4 Ge SB-MOSFET (a)和 Ge SBSL-MOSFET (b)仿真結(jié)構(gòu)圖Fig.4.The simulation structure diagram of Ge SB-MOSFET (a) and SBSL-MOSFET (b).

圖5為Ge MOSFET、Ge SB-MOSFET 和Ge SBSL-MOSFET 在漏源電壓VDS=—0.1 V 時仿真得到的轉(zhuǎn)移特性曲線圖,其中圖5(a)為普通坐標系,圖5(b)為對數(shù)坐標系.由圖5(a)所示,使用重摻雜多晶硅柵的SB-MOSFET 和SBSL-MOSFET 閾值電壓低于傳統(tǒng)的MOSFET,提取傳統(tǒng)的MOSFET閾值為0.41 V,SB-MOSFET 閾值為65.31 mV,SBSL-MOSFET 閾值電壓為0.124 V,由于SBSLMOSFET 漏端沒有LDD 區(qū)域,所以其閾值會略高于SB-MOSFET.器件能夠低柵壓下開啟利于在弱能量密度的整流應(yīng)用,但也會導(dǎo)致靜態(tài)功耗上升和低電平噪聲容限的下降等問題.由圖5(b)所示SB-MOSFET 有明顯的電子反向結(jié)泄漏電流,這是SB-MOSFET 的一個明顯缺陷.這種反向漏電流的大小依賴于漏極偏壓,降低了器件的關(guān)斷能力,而SBSL-MOSFET 采用傳統(tǒng)摻雜漏端解決了這一問題,泄漏電流大幅度減小.

圖5 標準坐標系(a)和對數(shù)坐標系下(b)三種MOSFET的轉(zhuǎn)移特性曲線圖Fig.5.Transfer characteristic curves of three MOSFETs in the standard coordinate system (a) and the logarithmic coordinate system (b).

圖6為SB-MOSFET 和SBSL-MOSFET 在柵壓Vg=0——0.6 V 的輸出特性曲線圖.改進后的SBSL-MOSFET 輸出電流明顯大于相同偏壓下的SB-MOSFET,增強了器件的輸出性能,利于整流性能的提高.

圖6 SB-MOSFET 和SBSL-MOSFET 輸出特性曲線圖Fig.6.Output characteristic curves of SB-MOSFET and SBSL-MOSFET.

圖7為傳統(tǒng)Ge-MOSFET 的輸出特性曲線圖.由于SB-MOSFET 和SBSL-MOSFET 閾值電壓低,在柵壓Vg=—0.2 V 已經(jīng)開啟,有顯著電流,而閾值電壓較高的傳統(tǒng) MOSFET 還沒開啟.相同柵壓下,由于源端載流子輸運的隧道效應(yīng)受隧穿概率的影響,SB-MOSFET 和SBSL-MOSFET 的輸出電流小于傳統(tǒng)的MOSFET,這會影響器件的整流效率,因此后續(xù)研究采用新型連接方法增大輸出電流,從而彌補溝道隧穿電流小的缺點.

圖7 Ge-MOSFET 輸出特性曲線圖Fig.7.Output characteristic curve of Ge-MOSFET.

3 整流電路設(shè)計及仿真

3.1 新型器件連接方法

在2.45 GHz 微波無線能量信號收集時,—10 dBm弱能量密度的射頻輸入功率通常很低,在50 Ω 阻抗下的等效輸入振幅僅為100 mV.有鑒于此,整流器件若想實現(xiàn)較寬范圍的整流,需要具備極低的開啟電壓,否則接收到的弱能量密度的射頻信號不足以使之開啟,限制器件整流應(yīng)用范圍.本文設(shè)計的SBSL-MOSFET 開啟電壓低,相比傳統(tǒng)MOS在弱能量密度下有更高的整流效率.為了實現(xiàn)較寬范圍的整流,進一步提高器件的輸出電流,抑制反向泄漏電流,本文采用柵、漏、襯底三端相連作為輸入端,源極作為輸出端的新型二極管連接方法,以實現(xiàn)溝道和源襯肖特基結(jié)構(gòu)的雙通道整流.

圖8為能實現(xiàn)整流功能的傳統(tǒng)二極管連接方式的SBSL-MOSFET 電流示意圖.柵極與漏極連接作為等效輸入端,源極和襯底相連作為等效輸出端.在正向偏置條件下,器件開啟,漏襯pn 結(jié)處于反偏狀態(tài),載流子很難通過勢壘從而形成電流,因此只存在溝道導(dǎo)通的電流.而在反向偏置條件下,漏襯pn 結(jié)導(dǎo)通,器件產(chǎn)生大的反向電流,器件無法完全關(guān)斷,影響整流效率的提升.

圖8 傳統(tǒng)二極管連接方式SBSL-MOSFET 電流示意圖 (a) 正向電流;(b) 反向電流Fig.8.Conventional diode connection of SBSL-MOSFET current diagram: (a) Forward current;(b) reverse current.

圖9為SBSL-MOSFET 的新型二極管連接方式[18,19].新型連接方式下將柵極、漏極和襯底三端相連作為等效輸入,源極作為等效輸出.在正向偏置條件下低閾值的溝道一路先導(dǎo)通,隨后加正偏壓的源襯NiGe/n-Ge 肖特基結(jié)構(gòu)達到開啟電壓導(dǎo)通,肖特基結(jié)構(gòu)的電流和溝道電流共同起作用,能夠提供大的正向?qū)娏?而在反向偏置條件下漏襯pn 結(jié)兩端偏壓相同,有極低的反向泄漏電流.因此,與傳統(tǒng)二極管連接方式相比,新型連接方式的SBSL-MOSFET 增大了總輸出電流,抑制了反向泄漏電流.器件在正向偏置條件下開啟,反向偏置條件下關(guān)斷,實現(xiàn)了溝道和源襯肖特基結(jié)構(gòu)的雙通道整流,在2.45 GHz 微波無線能量信號的收集能力顯著提升.

圖9 新型連接方式SBSL-MOSFET 電流示意圖 (a) 正向電流;(b) 反向電流Fig.9.Novel connection of SBSL-MOSFET current diagram: (a) Forward current;(b) reverse current.

3.2 半波整流電路搭建

本文搭建了如圖10 所示半波整流電路來分析和仿真SBSL-MOSFET 在2.45 GHz 微波無線能量收集的整流性能.器件采用3.1 節(jié)所述兩種連接方式,可等效為二極管,正向偏置半周期下器件導(dǎo)通,反向偏置半周期下器件關(guān)斷,將交流電轉(zhuǎn)化為脈動直流電.電路中采用交流電壓源,信號頻率2.45 GHz,電源內(nèi)阻R為50 Ω.R1為負載電阻,C1為負載電容,用來穩(wěn)壓和平滑輸出信號[20].

圖10 半波整流電路示意圖Fig.10.The schematic diagram of half wave rectifier circuit.

3.3 DC 仿真

圖11為Ge 基SBSL-MOSFET 在兩種連接方式下DC 仿真的I-V曲線圖.當器件在外加負壓時,若采用新型連接方法,從局部放大圖可看出,溝道在低閾值電壓下優(yōu)先開啟(電流為ID),隨后源襯肖特基結(jié)構(gòu)正偏開啟(電流為Isub),而器件在外加正壓時兩路關(guān)斷,實現(xiàn)了雙通道整流,利于整流范圍的拓寬.如圖當偏壓為—1 V 時,在源襯NiGe/n-Ge 肖特基結(jié)構(gòu)導(dǎo)通電流和溝道電流的共同作用下,增大了總輸出電流.而傳統(tǒng)連接方式下源襯肖特基結(jié)構(gòu)不導(dǎo)通,無法對輸出電流做出貢獻.當外加正壓1 V 時,傳統(tǒng)連接方式泄漏電流ID為新型連接方式的59 倍,可見采用新型連接方式大幅度降低了泄漏電流,利于器件即時關(guān)斷,提高了整流性能.

圖11 Ge 基SBSL-MOSFET 在兩種連接方式下的I-V 曲線圖Fig.11.I-V curve diagram under two connection methods of Ge based SBSL-MOSFET.

圖12為SB-MOSFET 和SBSL-MOSFET 在新型連接方法下DC 仿真的I-V曲線圖.如圖外加偏壓為—1 V 時,兩種器件的源襯肖特基導(dǎo)通電流相差不大,而SBSL-MOSFET 溝道電流ID相比SB-MOSFET 有顯著提升,使得總輸出電流增大了12.17 μA,利于整流效率的提升.

圖12 SB-MOSFET 和SBSL-MOSFET 在新型連接方式下I-V 曲線圖Fig.12.I-V curve diagram under the new connection method of SB-MOSFET and SBSL-MOSFET.

3.4 瞬態(tài)仿真

對搭建的半波整流電路進行MixedMode 瞬態(tài)仿真以分析器件的整流性能.整流效率是衡量器件整流性能的關(guān)鍵指標,表示了微波無線能量傳輸系統(tǒng)將輸入射頻功率轉(zhuǎn)換為直流輸出能量的能力.整流效率越高,輸出的可供負載利用的能量就越多,其計算方法為:

計算一個周期的整流效率,需將此周期的輸出輸入功率積分算出并相比:

圖13(a)為電路瞬態(tài)仿真達到穩(wěn)態(tài)時的波形圖,選取23.57—25.2 ns 的穩(wěn)定波形,輸入電源為2.45 GHz 交流電壓源,內(nèi)阻50 Ω,電壓峰峰值為2 V,負載電阻70 kΩ,負載電容0.3 pF.從圖13(a)中可看出輸入的交流信號在經(jīng)過SBSL-MOSFET整流電路后變?yōu)槊}動直流信號,器件有較好的整流功能.圖13(b)為單個周期輸入輸出電壓局部放大圖.其中ΔV為輸出脈動電壓變化幅度,ΔV越小說明輸出直流信號越穩(wěn)定.圖13(c)為由電壓電流計算繪制的瞬態(tài)輸入輸出功率圖,將一個周期內(nèi)輸出和輸入功率相比即可計算出整流效率.圖13(d)為整流效率和負載電壓隨阻抗變化圖.使用上述交流電壓源和負載電容電阻計算出整流效率為45.64%,綜合考慮整流效率和負載電壓,70 kΩ 負載電阻和0.3 pF 負載電容搭配為整流電路最佳負載搭配.

圖13 (a) 瞬態(tài)仿真輸入輸出電流電壓波形圖;(b) 瞬態(tài)仿真輸入輸出電壓單周期局部放大圖;(c) 瞬態(tài)仿真輸入輸出功率圖;(d) 整流效率和負載電壓隨負載阻抗變化圖Fig.13.(a) Transient simulation input and output current and voltage waveforms;(b) transient simulation input and output voltage single-cycle partial enlarged diagram;(c) transient simulation input and output power diagrams;(d) rectification efficiency and load voltage with load impedance change graph.

圖14為SB-MOSFET 和SBSL-MOSFET 整流效率曲線圖.兩種器件在—20 dBm 溝道開啟整流,在5.56 dBm 源襯肖特基結(jié)構(gòu)一路導(dǎo)通,雙路協(xié)同整流,從而拓寬了整流范圍.改進后的SBSLMOSFET 輸出電流增大,泄漏電流減小,整流效率相比SB-MOSFET 整體顯著提高.在—10 dBm弱能量密度區(qū)域整流效率提升3.74%,在16 dBm整流效率峰值達到57.27%,提升了6.62%.

圖14 SB-MOSFET 和SBSL-MOSFET 整流效率曲線圖Fig.14.Rectifying efficiency graph of SB-MOSFET and SBSL-MOSFET.

圖15為SB-MOSFET,SBSL-MOSFET,Ge-MOSFET,QS-MOSFET四種MOSFET 的整流效率曲線圖,圖中標出了幾種器件的整流范圍,其中QS-MOSFET為文獻報道的弱能量密度用整流器件[20].SBSL-MOSFET 的優(yōu)勢在于低閾值電壓優(yōu)先開啟的溝道一路可以和QS-MOSFET 一樣在弱能量密度(—10 dBm)整流,整流效率達到了6.17%,是傳統(tǒng)Ge-MOSFET 整流效率的7 倍多,而此時傳統(tǒng)Ge-MOSFET 整流效率過低,無法很好整流.隨后開啟的源襯肖特基一路使得SBSL-MOSFET整流效率不至于像QS-MOSFET 在不到15 dBm就降低至近0,拓寬了器件的整流范圍,實現(xiàn)了—20—24 dBm 寬范圍整流,范圍相比同條件Ge-MOSFET 拓寬8 dBm,比QS-MOSFET 拓寬約10.5 dBm,且整體整流效率保持較高水平.

圖15 四種MOSFET 整流效率曲線圖Fig.15.Rectifying efficiency graphs of four kinds of MOSFET.

4 結(jié)論

本文提出并設(shè)計Ge 基p 型用于2.45 GHz 微波無限能量傳輸?shù)腟BSL-MOSFET.仿真結(jié)果表明: 相比傳統(tǒng)的SB-MOSFET,SBSL-MOSFET 提高了輸出電流,減小了泄漏電流,提升了整流性能.為了拓寬器件的整流范圍,采用了新型連接方式,實現(xiàn)了溝道一路先開啟和源襯肖特基結(jié)構(gòu)一路后開啟的雙通道整流.從直流和瞬態(tài)模擬方面分析了SBSL-MOSFET 相對于傳統(tǒng)SB-MOSFET 的優(yōu)勢,實現(xiàn)了—20—24 dBm 寬范圍整流,在16 dBm整流效率峰值達到57.27%,整流效率相對于SBMOSFET 整體提升,且在—10 dBm 弱能量密度整流效率達到6.17%,是同等條件下SB-MOSFET的2.5 倍,Ge-MOSFET 的7 倍多,充分說明了該器件的優(yōu)勢.