張 耀，張志浩,2，章國豪,2

（1. 廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院, 廣東 廣州 510006；2. 河源廣工大協(xié)同創(chuàng)新研究院, 廣東 河源 517000）

新一代的5G無線通信將采用毫米波頻段的大規(guī)模多輸入多輸出(Multiple Input Multiple Output,MIMO) 基站，對(duì)毫米波芯片提出了很高的要求：高頻率、大帶寬、高功率密度、低噪聲等。作為第3代半導(dǎo)體材料的代表，氮化鎵(Gallium Nitride, GaN) 器件的功率密度是砷化鎵(Gallium Arsenide, GaAs) 功率密度的10倍以上，特別適合于5G移動(dòng)通信的應(yīng)用，具有巨大的發(fā)展前景[1]。

低噪聲放大器是接收機(jī)中重要的模塊之一，其噪聲和增益決定著接收機(jī)系統(tǒng)的整體性能。目前低噪聲放大器的設(shè)計(jì)廣泛采用GaAs贗高電子遷移率晶體管(Pseudo-High Electron Mobility Transistor,pHEMT) 器件，但GaAs受制于其較窄的禁帶寬度，擊穿電場(chǎng)較低，難以滿足大功率的應(yīng)用。GaN除了適合高頻大功率的應(yīng)用，還被證實(shí)有可以比擬GaAs的噪聲性能[2]。在實(shí)際應(yīng)用中，為了避免GaAs低噪聲放大器在接收過高功率的輸入信號(hào)時(shí)而受到損壞，通常需要在信號(hào)輸入端前使用限幅器[3]等保護(hù)電路，從而引入額外的噪聲導(dǎo)致接收機(jī)系統(tǒng)的靈敏度下降，同時(shí)也增加了電路設(shè)計(jì)難度和生產(chǎn)成本。GaN的高功率特性使設(shè)計(jì)的電路可以耐受更大的輸入功率，避免限幅器等保護(hù)電路的使用，實(shí)現(xiàn)單片式微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuit, MMIC)的應(yīng)用，降低設(shè)計(jì)的復(fù)雜度。同時(shí)GaN HEMT擁有較高的線性度[4]，使設(shè)計(jì)的低噪聲放大器能夠有效抑制信號(hào)阻塞的發(fā)生，減少信號(hào)交調(diào)的影響，提高接收機(jī)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍。

目前國際上已有一些性能良好的GaN毫米波低噪聲放大器被報(bào)道[5-8]。文獻(xiàn)[5]提出一款工作頻率18～31 GHz、增益達(dá)到21 dB以上、NF 小于1.2 dB的GaN低噪聲放大器。文獻(xiàn)[6]報(bào)道了一款工作于35～36.5 GHz的窄帶低噪聲放大器，其增益大于33 dB，NF小于2.3 dB。當(dāng)前國內(nèi)用于5G毫米波通信的GaN低噪聲放大器仍在技術(shù)突破階段[9-11]，報(bào)道相對(duì)較少，文獻(xiàn)[9]實(shí)現(xiàn)的GaN單片低噪聲放大器增益達(dá)到20 dB以上，NF平均為2 dB。

當(dāng)前，全球可能優(yōu)先部署的5G毫米波頻段為n257(26.5～29.5 GHz) 和n258 (24.25～27.5 GHz) 頻段[12]。本文面向新一代5G毫米波移動(dòng)通信應(yīng)用，采用三級(jí)級(jí)聯(lián)的共源級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了一款基于GaN HEMT技術(shù)的5G毫米波寬帶低噪聲放大器MMIC芯片，在24～30 GHz頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了低噪聲、高增益和高線性度，可以支持n257和n258的毫米波移動(dòng)通信頻段。

1 工藝簡介

本文設(shè)計(jì)的單片集成低噪聲放大器采用的是法國OMMIC公司的GaN HEMT工藝。該工藝提供耗盡型(Depletion Mode, D-Mode) HEMT，T型柵長為100 nm。其典型的最大振蕩頻率(fmax) 為160 GHz，增益截止頻率(ft) 為110 GHz。該工藝提供兩層金屬層、鎳鉻電阻、GaN高值電阻、氮化硅介質(zhì)和氮化硅、二氧化硅混合介質(zhì)的MIM電容等器件。該工藝在漏極和源極通過n++GaN再生層形成非合金歐姆接觸，降低了接觸電阻[13]，從而降低GaN HEMT的導(dǎo)通電阻，有利于低噪聲的應(yīng)用。

2 LNA電路設(shè)計(jì)

2.1 整體電路結(jié)構(gòu)

本文設(shè)計(jì)的低噪聲放大器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，由GaN HEMT低噪聲器件、偏置網(wǎng)絡(luò)、λ/4傳輸線、匹配網(wǎng)絡(luò)和反饋網(wǎng)絡(luò)組成，其中λ為射頻信號(hào)的波長。為了達(dá)到21 dB小信號(hào)增益的設(shè)計(jì)要求，采用了三級(jí)級(jí)聯(lián)放大結(jié)構(gòu)。第1級(jí)的設(shè)計(jì)主要考慮噪聲系數(shù)，因?yàn)槠湓肼暃Q定了整體電路的噪聲水平。第2級(jí)主要考慮提高增益，同時(shí)兼顧噪聲。第3級(jí)則重點(diǎn)提高輸出功率和線性度，同時(shí)繼續(xù)補(bǔ)足增益。通過對(duì)不同尺寸的HEMT管進(jìn)行掃描仿真后，確定每一級(jí)器件的尺寸和直流偏置點(diǎn)，如表1所示，其中Vg為柵端偏置電壓，Vd為漏端偏置電壓，Ids為漏源靜態(tài)電流。

圖1 低噪聲放大器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Block diagram of low noise amplifier

表1 各級(jí)HEMT管的尺寸及偏置點(diǎn)Table 1 Size and bias point of each HEMT

2.2 偏置電路的設(shè)計(jì)

偏置電路的設(shè)計(jì)影響每一級(jí)放大器乃至整體電路的穩(wěn)定性。如圖2所示，本文設(shè)計(jì)的低噪聲放大器偏置網(wǎng)絡(luò)由兩個(gè)旁路濾波電容C1、C2和兩個(gè)小電阻R0、R1構(gòu)成，并通過λ/4傳輸線連接GaN HEMT的柵端或漏端。兩個(gè)旁路電容的大小是不同的，大電容C1用于濾除帶外頻率較低的射頻信號(hào)，小電容C2用于濾除工作頻帶內(nèi)的射頻信號(hào)。R0、R1是阻值為10～20 Ω的小電阻，能夠進(jìn)一步確保每一級(jí)放大電路在全頻帶無條件穩(wěn)定。前兩級(jí)放大器合并供電，第三級(jí)放大器單獨(dú)供電。

圖2 偏置電路結(jié)構(gòu)Fig.2 Bias circuit structure

若輸入信號(hào)的功率太高，有可能會(huì)將放大器擊穿。在每一級(jí)柵端偏置電路中串聯(lián)一個(gè)千歐姆級(jí)的大電阻，可以增強(qiáng)放大管對(duì)高功率輸入信號(hào)的承受能力，提高了魯棒性。

2.3 輸入匹配電路的設(shè)計(jì)

低噪聲放大器的設(shè)計(jì)過程中，最關(guān)鍵的就是噪聲系數(shù)的最優(yōu)設(shè)計(jì)，第一級(jí)放大器的噪聲決定著整體電路的噪聲性能，輸入匹配的設(shè)計(jì)尤其重要。放大器的噪聲系數(shù)可以定義為

其中：NFmin為最小噪聲系數(shù)，Gn為放大管的等效噪聲電導(dǎo)，Rs為源電阻，Zs為源阻抗，Zsopt為最優(yōu)噪聲源阻抗。由此可以得出，對(duì)于給定的器件和源，當(dāng)Zs=Zsopt時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)最優(yōu)噪聲NF=NFmin。然而這種噪聲匹配的方法往往與增益匹配相矛盾，導(dǎo)致輸入級(jí)放大器的增益過低，由弗里斯(Friis)方程可知[14]，后級(jí)放大器的噪聲得不到有效的抑制。在源極添加電感，實(shí)現(xiàn)局部的串聯(lián)反饋能夠解決最優(yōu)噪聲匹配和共軛匹配之間的矛盾。本文設(shè)計(jì)的輸入匹配電路如圖3所示，電路設(shè)計(jì)中需要用到的電感均以微帶線替代。柵端和漏端供電通過λ/4傳輸線與偏置網(wǎng)絡(luò)相連接，不參與匹配。源端接入兩段對(duì)稱的傳輸線TLs實(shí)現(xiàn)源極電感反饋。假設(shè)源端接入的傳輸線為純電感Ls，此時(shí)放大器的輸入阻抗可定義為

圖3 帶源極反饋電感的輸入匹配電路Fig.3 Input matching circuit with source feedback inductance

其中：gm為放大管的跨導(dǎo)，Cgs為放大管的柵源寄生電容，Ls為源端加入的電感，該式忽略了輸出阻抗和其他寄生參數(shù)的影響。源端電感為輸入阻抗提供了一個(gè)實(shí)部阻抗，通過恰當(dāng)?shù)卣{(diào)整Ls的值，能夠使增益和噪聲之間得到合適的折衷。通過ADS（Advanced Design System）仿真可以得出輸入級(jí)在27 GHz時(shí)史密斯圓圖中的噪聲系數(shù)常量圓和可用增益常量圓如圖4所示，由于源端反饋電感引入的實(shí)部阻抗會(huì)消耗部分增益，所以可用的增益會(huì)低于放大管原有的最大可用增益。同時(shí)，源端反饋電感的應(yīng)用也是保證輸入級(jí)電路穩(wěn)定性的重要因素。權(quán)衡噪聲、增益和輸入回波損耗后，在1.2 dB等噪聲圓和8.5 dB等增益圓相交部分選取合適的源阻抗點(diǎn)Zs，為了避免引入較大的噪聲，輸入匹配僅由C1和TL1組成，C1同時(shí)用于直流阻隔。

圖4 引入源端電感反饋后的可用增益常量圓和噪聲系數(shù)常量圓Fig.4 The available gain constant circle and noise constant circle

第一、二級(jí)的級(jí)間匹配減少源極電感的大小，提高增益。加入一個(gè)到地的小電容，形成三階的匹配網(wǎng)絡(luò)，拓展帶寬。

2.4 輸出匹配電路的設(shè)計(jì)

完成前兩級(jí)放大電路基于最優(yōu)噪聲的設(shè)計(jì)后，第三級(jí)輸出級(jí)的設(shè)計(jì)主要關(guān)注增益和帶寬。輸出匹配電路結(jié)構(gòu)如圖5所示，R2、C2并聯(lián)后接輸出隔直電容C3，微調(diào)漏端供電傳輸線，形成良好匹配，提高帶內(nèi)增益。電阻R2可以調(diào)整帶內(nèi)高頻和低頻的增益，提高增益平坦度，拓展帶寬。漏端和柵端通過一個(gè)LRC反饋結(jié)構(gòu)連接，電感TL1調(diào)節(jié)增益的峰值，電阻R1和電容C1可以抑制帶增益的峰值，起到平坦增益的效果[15]。通過適當(dāng)調(diào)節(jié)TL1、R1和C1，能夠有效拓展帶寬。

圖5 輸出匹配電路和RLC反饋電路Fig.5 Output matching circuit and RLC feedback circuit

3 測(cè)試與分析

本次設(shè)計(jì)的單片集成低噪聲放大器芯片尺寸為2.0 mm×1.5 mm，采用微探針臺(tái)、矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀、頻譜儀、噪聲源等對(duì)芯片進(jìn)行了在片的小信號(hào)S參數(shù)、噪聲系數(shù)和輸出1 dB功率壓縮點(diǎn)的測(cè)試，測(cè)試平臺(tái)如圖6所示，信號(hào)輸入、輸出端口所用探針為GSG(ground-signal-ground )結(jié)構(gòu)，漏極和柵極的饋電探針為SGGS (signal-ground-ground-signal)結(jié)構(gòu)。所有測(cè)試在室溫下進(jìn)行。

圖6 氮化鎵低噪聲放大器芯片照片F(xiàn)ig.6 Photograph of GaN LNA MMIC

在片測(cè)試的小信號(hào)線性增益S21如圖7所示。在頻帶24～30 GHz內(nèi)，S21的測(cè)試結(jié)果為21.1～24.1 dB (?3 dB帶寬)。對(duì)比圖7中顯示的仿真結(jié)果，仿真與實(shí)測(cè)存在差異。由仿真得出，S21在27.5 GHz處最大，為21.2 dB。實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)最大小信號(hào)增益出現(xiàn)在26.7 GHz，為24.1 dB，實(shí)測(cè)中心頻點(diǎn)比仿真往低頻偏移0.8 GHz，整體數(shù)值比仿真偏高2～3 dB。出現(xiàn)差異的原因考慮是由于仿真模型的精確度不夠高，寄生參數(shù)的模擬不夠精確。如圖8所示，該低噪放具有良好的輸入、輸出回波損耗，而且反向隔離度低于?45 dB。實(shí)測(cè)的噪聲系數(shù)如圖9所示，在24～30 GHz頻率范圍內(nèi)，噪聲系數(shù)為2.4～2.5 dB左右，其中，在26 GHz頻點(diǎn)處，測(cè)得最低噪聲系數(shù)為2.41 dB。圖10給出了24～30 GHz頻率范圍內(nèi)輸出1 dB功率壓縮點(diǎn)的測(cè)試數(shù)據(jù)，為14.4～15.8 dBm。全頻帶內(nèi)芯片工作穩(wěn)定，無振蕩。在Vd=5 V，Vg=?1.2 V的偏置條件下，該低噪聲放大器的直流饋電電流為50 mA，即直流功耗為250 mW。

圖7 S21仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果Fig.7 Simulation and measured results of S21

圖8 S11、S22、S12仿真與測(cè)試結(jié)果Fig.8 Simulation and measured results of S11, S22 and S12

圖9 噪聲系數(shù)測(cè)試結(jié)果Fig.9 Measured results of Noise Figure

圖10 輸出1dB功率壓縮點(diǎn)測(cè)試結(jié)果Fig.10 Measured results of P1dB

表2列舉出本文與其他使用GaN HEMT工藝設(shè)計(jì)的低噪聲放大器之間的性能對(duì)比。

表2 性能對(duì)比Table 2 Comparison of the performance

4 結(jié)論

本文提出了一種工作在24～30 GHz頻段的低噪聲放大器，采用柵長為100 nm的GaN HEMT工藝設(shè)計(jì)，芯片尺寸為2.0 mm×1.5 mm，直流功耗為250 mW。在工作頻段內(nèi)，噪聲系數(shù)在2.4～2.5 dB左右的水平，增益為21.1～24.1 dB，輸入回波損耗低于?10 dB，輸出1 dB功率壓縮點(diǎn)在14.4～15.8 dBm的水平。