陳 智, 陳智軍, 韓 宇, 朱衛(wèi)俊, 王春濤

(1.南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，江蘇 南京 211106；2. 中電科技德清華瑩電子有限公司，浙江 德清 313200)

0 引言

聲表面波(SAW)標(biāo)簽既可用于射頻識(shí)別，也可用于傳感和定位。射頻識(shí)別時(shí)，為了擴(kuò)大編碼容量，通常采用脈沖時(shí)延結(jié)合相位的編碼方式[1]；溫度傳感時(shí)，通過(guò)反射柵間相對(duì)相位的變化進(jìn)行信息解算[2]；定位時(shí)需關(guān)注反射柵的絕對(duì)相位，根據(jù)絕對(duì)相位與距離間的關(guān)系實(shí)現(xiàn)測(cè)距并進(jìn)一步定位[3-4]。

傳統(tǒng)的時(shí)域采樣閱讀器需要對(duì)極短的回波信號(hào)采樣,因而需要使用高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，導(dǎo)致系統(tǒng)成本偏高?；陬l率步進(jìn)連續(xù)波(FSCW)的頻域采樣閱讀器，采用連續(xù)波作為發(fā)射信號(hào)，與此同時(shí)將發(fā)射信號(hào)與回波信號(hào)進(jìn)行相干混頻至零中頻，獲取其頻域響應(yīng)，因此只需進(jìn)行慢速AD采樣，極大地降低了系統(tǒng)成本[5]。最后將采集到的系統(tǒng)頻域響應(yīng)通過(guò)逆傅里葉變換(IFFT)從頻域轉(zhuǎn)換到時(shí)域，進(jìn)行標(biāo)簽的時(shí)延、相位等信息解算。本文給出了基于FSCW的聲表面波頻域閱讀器設(shè)計(jì)方案，包括快速變頻發(fā)射鏈路設(shè)計(jì)、正交相干零中頻接收鏈路設(shè)計(jì)，并使用實(shí)際制作的閱讀器對(duì)SAW標(biāo)簽進(jìn)行測(cè)試，將所得結(jié)果與矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)得結(jié)果進(jìn)行對(duì)比，驗(yàn)證了本文設(shè)計(jì)方案的有效性。

1 基于FSCW的頻域采樣原理

基于FSCW的頻域采樣閱讀器的工作原理類似于矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀[6]。在進(jìn)行頻域采樣時(shí)，發(fā)射鏈路采用頻率步進(jìn)信號(hào)，其頻率步進(jìn)范圍覆蓋傳感器響應(yīng)帶寬。每步進(jìn)一個(gè)頻率，測(cè)量相應(yīng)回波信號(hào)與發(fā)射信號(hào)在幅值與相位上的差異，并以復(fù)數(shù)的形式進(jìn)行記錄。當(dāng)頻率步進(jìn)完設(shè)計(jì)掃頻范圍時(shí)，可以得到標(biāo)簽在被測(cè)帶寬內(nèi)的頻域響應(yīng)。

圖1為閱讀器發(fā)射的頻率步進(jìn)連續(xù)波信號(hào)。第n次的發(fā)射信號(hào)可表示為

圖1 頻率步進(jìn)連續(xù)波信號(hào)模型

x(n)=Acos[2π(f0+nΔf)t+θ0]

(1)

式中：A為信號(hào)幅值；f0為掃頻起始頻率；Δf為頻率步進(jìn)值；θ0為發(fā)射信號(hào)初始相位；n=0,…,N-1為掃頻次數(shù)。掃頻帶寬B=(N-1)Δf。

具有p個(gè)反射柵的SAW標(biāo)簽?zāi)Ｐ腿鐖D2所示。其對(duì)應(yīng)回波信號(hào)可表示為

圖2 SAW標(biāo)簽?zāi)Ｐ?/p>

θ0+θi]

(2)

式中：p為反射柵的數(shù)量；αi、τi分別為第i個(gè)反射柵對(duì)應(yīng)回波信號(hào)的衰減因子和時(shí)延；θi為第i個(gè)反射柵對(duì)應(yīng)的相移，即絕對(duì)相位。

將發(fā)射信號(hào)分為兩部分，一部分用于激勵(lì)SAW器件，另一部分與SAW器件的回波信號(hào)進(jìn)行硬件相干混頻。然后將混頻后所得的相互正交的I、Q路信號(hào)通過(guò)低通濾波器濾除高頻干擾項(xiàng)，得到的兩路低頻信號(hào)為

(3)

(4)

式中β為從發(fā)射信號(hào)分離出用于正交相干混頻的衰減系數(shù)。

由式(3)、(4)可看出，在相干混頻濾波后，得到的基帶信號(hào)消除了發(fā)射信號(hào)中未知的初始相位θ0的影響，進(jìn)而可對(duì)標(biāo)簽絕對(duì)相位信息進(jìn)行測(cè)量。閱讀器每步進(jìn)一個(gè)頻率，需要在此頻率上停留一定的時(shí)間，使得從標(biāo)簽反射的回波信號(hào)的幅值和相位穩(wěn)定后，再利用雙通道ADC同時(shí)對(duì)I、Q兩路信號(hào)進(jìn)行采樣。采樣后的信號(hào)用復(fù)數(shù)可表示為

(5)

對(duì)頻域采樣數(shù)據(jù)做IFFT運(yùn)算，得到對(duì)應(yīng)的合成時(shí)域波形[7]為

(6)

式中：Il與Ql分別為Hl的實(shí)部和虛部，y=l-NΔfτi，0≤l≤N-1(l為離峰值響應(yīng)最近的距離位置)，Hl的包絡(luò)可寫成:

(7)

在y=0，±N，±2N，…，±kN處|Hl|達(dá)到峰值，記l=li，可得：

(8)

2 頻域閱讀器設(shè)計(jì)方案

目前常用的FSCW信號(hào)發(fā)射方案通常采用變頻較快的直接數(shù)字頻率合成器(DDS)作為信號(hào)源，但DDS輸出信號(hào)的頻率一般較低，且高頻的DDS價(jià)格高，因此需要將DDS的輸出信號(hào)與高頻載波進(jìn)行調(diào)制，得到對(duì)應(yīng)的高頻信號(hào)[8]。

本文采用雙通道DDS分別輸出正交的I、Q兩路信號(hào)，以I、Q調(diào)制上混頻的方式產(chǎn)生所需信號(hào)。信號(hào)產(chǎn)生方案如圖3所示。圖中，ID(t)、QD(t)分別是DDS產(chǎn)生的兩路相位相差90°的正交信號(hào)，ILO(t)與QLO(t)分別為IQ調(diào)制器內(nèi)部產(chǎn)生的相位相差90°的正交本振信號(hào)，SI(t)為ID(t)與ILO(t)兩路信號(hào)的混頻信號(hào)，SQ(t)為QD(t)與QLO(t)兩路信號(hào)的混頻信號(hào)，S(t)為SI(t)與SQ(t)經(jīng)過(guò)IQ調(diào)制器內(nèi)部加法器后的輸出信號(hào)。與傳統(tǒng)的使用DDS產(chǎn)生變頻信號(hào)與輸出固定頻率的鎖相環(huán)(PLL)進(jìn)行混頻，然后用濾波器濾除低頻項(xiàng)相比，雙通道DDS具有更簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)，且可極大地抑制鏡頻干擾，提高發(fā)射信號(hào)質(zhì)量。閱讀器發(fā)射鏈路結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

圖3 本文FSCW信號(hào)產(chǎn)生方案

圖4 閱讀器發(fā)射鏈路結(jié)構(gòu)框圖

本文通過(guò)調(diào)節(jié)DDS每個(gè)通道的頻率控制字、相位控制字等相關(guān)寄存器，可以實(shí)現(xiàn)正交兩路信號(hào)的獨(dú)立輸出，配合內(nèi)置PLL的IQ調(diào)制芯片，可實(shí)現(xiàn)高頻信號(hào)的產(chǎn)生與快速變頻，產(chǎn)生高質(zhì)量的FSCW信號(hào)。

設(shè)置發(fā)射鏈路信號(hào)掃頻范圍為915～930 MHz，掃頻步進(jìn)100 kHz。使用頻譜儀測(cè)試閱讀器發(fā)射鏈路的FSCW信號(hào)頻譜如圖5所示。圖中,151個(gè)尖峰對(duì)應(yīng)發(fā)射FSCW信號(hào)915～930 MHz，每次步進(jìn)100 kHz的每個(gè)頻率分量信號(hào)。由圖5可看出，本文閱讀器發(fā)射的FSCW信號(hào)在掃頻帶寬內(nèi)功率基本一致，表明本文閱讀器的發(fā)射鏈路具有較好的穩(wěn)定性。

圖5 發(fā)射FSCW信號(hào)頻譜

由于基于FSCW的聲表面波頻域閱讀器工作在全雙工模式，接收時(shí)首先要考慮和解決收發(fā)隔離部分的設(shè)計(jì)。本文采用的雙向耦合器方案如圖6所示。其在收發(fā)隔離的同時(shí)，可將發(fā)射端耦合過(guò)來(lái)的本振(LO)信號(hào)引入混頻器，并與天線接收的回波信號(hào)進(jìn)行正交相干混頻，完美匹配頻域閱讀器的要求，故選用雙向耦合器作為收發(fā)隔離開(kāi)關(guān)。

圖6 雙向耦合器工作原理

閱讀器接收鏈路結(jié)構(gòu)(見(jiàn)圖7)可分為L(zhǎng)O路、RF路和混頻采樣電路3部分。LO回路的信號(hào)是通過(guò)雙向耦合器將部分發(fā)射信號(hào)耦合過(guò)來(lái)的信號(hào)，雖然耦合器存在一定的衰減，但其信號(hào)功率依然較大，故在LO路上需要設(shè)置一個(gè)衰減器。RF回路是標(biāo)簽的回波信號(hào)，由于空間衰減和標(biāo)簽的插入損耗，因而在RF路上設(shè)置兩級(jí)放大。將LO路信號(hào)與RF路信號(hào)通過(guò)1∶1巴倫轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)，以增加信號(hào)的抗干擾能力，然后同步進(jìn)入混頻器進(jìn)行正交相干混頻來(lái)獲得相互正交的兩路頻域響應(yīng)，將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換到基帶。與此同時(shí)，回波信號(hào)與本振信號(hào)相干可使最終解算的絕對(duì)相位保持穩(wěn)定。經(jīng)混頻后，得到的基帶信號(hào)中會(huì)耦合高頻雜波，需要對(duì)其進(jìn)行低通濾波處理。同時(shí)在基帶對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大，使之與ADC的動(dòng)態(tài)采樣范圍相匹配。最后使用采樣速率為1 MHz的ADC進(jìn)行采樣，在極大地降低閱讀器成本的同時(shí)，滿足本文設(shè)計(jì)閱讀器的要求。

圖7 閱讀器接收鏈路結(jié)構(gòu)框圖

在步進(jìn)至頻率為930 MHz時(shí)對(duì)雙向耦合器進(jìn)行頻譜測(cè)試，圖8(a)、(b)分別為使用高頻示波器的傅里葉變換功能測(cè)試得到的由雙向耦合器將部分發(fā)射信號(hào)耦合過(guò)來(lái)的功率為17.5 dBm的LO路信號(hào)以及經(jīng)過(guò)衰減器衰減至3 dBm并進(jìn)入混頻器前的LO路信號(hào)。由圖可看出，經(jīng)過(guò)雙向耦合器耦合過(guò)來(lái)的LO路信號(hào)質(zhì)量很好，噪聲很小。最終實(shí)際制作并焊接調(diào)試的閱讀器如圖9所示。

圖8 LO路信號(hào)測(cè)試

圖9 閱讀器PCB板

3 實(shí)驗(yàn)測(cè)試與分析

為驗(yàn)證本文設(shè)計(jì)的基于FSCW的頻域閱讀器對(duì)聲表面波標(biāo)簽回波峰值時(shí)間與相位測(cè)量的準(zhǔn)確性，使用三反射柵標(biāo)簽進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，其設(shè)計(jì)方案如圖10(a)所示。圖中，λ為波長(zhǎng)。圖10(b)為經(jīng)過(guò)制作、封裝后焊接在測(cè)試板上的標(biāo)簽實(shí)物。

圖10 SAW標(biāo)簽

實(shí)驗(yàn)前首先需確定發(fā)射FSCW信號(hào)的各項(xiàng)參數(shù)。式(8)中最小時(shí)間分辨單元為1/(NΔf)，由此可看出，掃頻帶寬決定了測(cè)量結(jié)果在IFFT轉(zhuǎn)換到時(shí)域后的時(shí)間分辨率，掃頻帶寬越大，對(duì)應(yīng)時(shí)間分辨率越高，但掃頻帶寬過(guò)大則會(huì)導(dǎo)致信號(hào)源成本過(guò)高，功耗增加，并且超出SAW標(biāo)簽帶寬范圍的掃頻獲得的信息大多是無(wú)用的。結(jié)合實(shí)驗(yàn)所使用的SAW標(biāo)簽中心頻率為922.5 MHz，且所使用的標(biāo)簽相鄰最近兩反射柵的距離為120λ，其對(duì)應(yīng)的往返時(shí)延約為260 ns，為確保相鄰最近的回波峰值不混疊，要保證時(shí)間分辨率小于260 ns。綜合考慮，選取掃頻帶寬為915～930 MHz，對(duì)應(yīng)時(shí)間分辨率為66 ns。與此同時(shí)，由式(8)可看出，最大不模糊時(shí)間為1/(2Δf)，因此，掃頻步進(jìn)決定了測(cè)量結(jié)果在IFFT后的有效時(shí)域特性范圍，掃頻步進(jìn)越小，對(duì)應(yīng)可以觀測(cè)的時(shí)間范圍越大，但由于SAW器件的有效時(shí)域特性均在微秒級(jí)，再結(jié)合實(shí)驗(yàn)使用標(biāo)簽最遠(yuǎn)的反射柵所對(duì)應(yīng)的時(shí)延約為2 μs，為了保留一定余量，最終選取頻率步進(jìn)為100 kHz，對(duì)應(yīng)最大不模糊時(shí)間為5 μs。

實(shí)驗(yàn)測(cè)試時(shí)，對(duì)于每個(gè)步進(jìn)的FSCW頻點(diǎn)，均獲得該頻點(diǎn)處的頻域響應(yīng)對(duì)應(yīng)的I、Q值(實(shí)部和虛部)。依次步進(jìn)，最終可獲得標(biāo)簽在步進(jìn)頻率范圍內(nèi)的頻域響應(yīng)。對(duì)獲得的頻域響應(yīng)SI(n)+jSQ(n)取模值繪出的幅頻響應(yīng)曲線如圖11(a)所示。僅從閱讀器采集到的頻域響應(yīng)難以看出標(biāo)簽所攜帶的信息，將頻域響應(yīng)進(jìn)行IFFT轉(zhuǎn)換至?xí)r域，繪制的幅度譜與相位譜如圖11(b)、(c)所示。由圖11(b)可看出標(biāo)簽的3個(gè)回波峰值，由圖11(c)可獲得回波峰值對(duì)應(yīng)的絕對(duì)相位。

圖11 閱讀器測(cè)量結(jié)果

將網(wǎng)絡(luò)分析儀掃描參數(shù)與閱讀器測(cè)試參數(shù)保持一致，對(duì)標(biāo)簽的S11參數(shù)進(jìn)行測(cè)量。網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)得的幅頻響應(yīng)曲線如圖12(a)所示，圖12(b)、(c)分別為標(biāo)簽時(shí)域響應(yīng)的幅度譜和相位譜。將本文設(shè)計(jì)閱讀器測(cè)量結(jié)果與網(wǎng)分測(cè)量結(jié)果進(jìn)行對(duì)比，所得結(jié)果如表1所示。由表可看出3個(gè)峰值時(shí)延測(cè)量結(jié)果完全相同。在表1中，將相對(duì)相位定義為相鄰兩峰值點(diǎn)絕對(duì)相位的差，通過(guò)將兩者的相對(duì)相位信息進(jìn)行對(duì)比可看出其誤差不超過(guò)4°，二者的相對(duì)相位基本一致。在絕對(duì)相位的測(cè)量中，通常由于測(cè)量?jī)x器的硬件結(jié)構(gòu)不同會(huì)導(dǎo)致絕對(duì)相位的測(cè)量存在一個(gè)固定偏差。由表1還可看出，本文閱讀器與網(wǎng)絡(luò)分析儀的絕對(duì)相位差的固定偏差約為29°，且絕對(duì)相位差間的偏差不超過(guò)4°，由此可看出本文閱讀器性能較好。

圖12 VNA測(cè)量結(jié)果

表1 閱讀器與VNA測(cè)量結(jié)果對(duì)比

為了驗(yàn)證本文閱讀器絕對(duì)相位測(cè)量的重復(fù)性，使用閱讀器對(duì)SAW標(biāo)簽進(jìn)行4次重復(fù)測(cè)量，得到的峰值時(shí)延與絕對(duì)相位測(cè)量結(jié)果如表2所示。由表可看出，標(biāo)簽回波峰值的時(shí)延完全一致，與此同時(shí)，絕對(duì)相位在4次測(cè)量中上下浮動(dòng)不超過(guò)4°。測(cè)量結(jié)果表明，本文設(shè)計(jì)的基于FSCW的聲表面波頻域閱讀器具有較好的相干性，能夠準(zhǔn)確測(cè)量SAW標(biāo)簽回波峰值時(shí)間與絕對(duì)相位。

表2 閱讀器4次重復(fù)測(cè)量結(jié)果

4 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了基于FSCW的SAW頻域采樣閱讀器。首先，基于FSCW信號(hào)測(cè)量頻域響應(yīng)的原理，對(duì)信號(hào)模型進(jìn)行推導(dǎo)分析；然后，采用雙通道DDS結(jié)合PLL，以IQ調(diào)制上混頻的方案設(shè)計(jì)閱讀器發(fā)射鏈路，在接收鏈路中采用雙向耦合器的方案，將回波信號(hào)與發(fā)射信號(hào)進(jìn)行正交相干混頻，獲得SAW標(biāo)簽的頻域響應(yīng)；最后，對(duì)實(shí)際制作的頻域閱讀器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測(cè)試，并將所得結(jié)果與網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行對(duì)比，表明本文設(shè)計(jì)的閱讀器具有良好相干性且對(duì)SAW標(biāo)簽回波峰值時(shí)間與相位測(cè)量具有較高的準(zhǔn)確性，充分說(shuō)明了本文閱讀器設(shè)計(jì)方案的有效性。本文設(shè)計(jì)的基于FSCW的SAW頻域采樣閱讀器成本低，變頻速度快，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，能夠?qū)崿F(xiàn)峰值時(shí)延與絕對(duì)相位的精確解算，具有較大的實(shí)用意義。