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高效率雙頻連續(xù)F 類功率放大器的設計

2023-03-07 07:21王帥段亞朋毋皓安萬通李曉明
電子元件與材料 2023年1期
關鍵詞:高效率基波諧波

王帥,段亞朋,毋皓,安萬通,李曉明

(河南理工大學 電氣工程與自動化學院,河南 焦作 454000)

隨著通信技術的快速發(fā)展和應用需求的多樣化,越來越多的應用場景要求通信設備具備良好的多標準兼容性,進而要求射頻發(fā)射系統(tǒng)在多頻段工作條件下仍能保持良好的性能[1]。射頻功率放大器作為射頻前端關鍵且耗能最大的器件之一,高效率的寬帶和多頻段功放設計技術已成為近年來熱門的研究方向。

連續(xù)F 類[2]、寬帶E 類[3]和諧波調諧[4]等方法為寬帶高效率功放的設計提供了參考,然而使用精確的諧波控制來提高效率的方法很難應用于寬帶功放的整個頻帶,對于通信標準中的一些特殊頻段,使用多頻段的功放設計更有優(yōu)勢。因此,多頻段功放的設計引起了人們的廣泛關注。Wang 等[5]通過在匹配網絡中加入并聯(lián)諧振電路,分別對兩個頻段的最佳基波阻抗進行匹配,實現(xiàn)雙頻工作。但由于未考慮到諧波阻抗的影響,所設計的功放實際效率不高。提高雙頻功放效率常用開關類功放,Kalim 等[6]和Ji 等[7]分別介紹了雙頻E 類功放的設計方法,由于E 類功放提供了所有諧波的中間值阻抗且受限于E 類功放輸出電容的影響,雙頻E 類對高效率的貢獻并不理想。相較于開關E 類功放,諧波控制類的最大漏級效率不受輸出端電容的影響,因此,在提高效率方面具有更大的潛力。Pang 等[8]和Zhang 等[9]基于高次諧波在Smith 圓圖上的分布,通過優(yōu)化雙頻諧波抑制網絡,將兩個頻點的高次諧波控制在高效率圓交疊區(qū)域,實現(xiàn)了高效率性能。然而并未得出精確的雙頻諧波抑制網絡參數(shù),使其應用受到一定限制。

針對上述問題,本文基于連續(xù)F 類功放理論,提出了通過精確的諧波控制技術來提高雙頻功放效率的新方法。首先對高達三次雙頻諧波控制網絡的參數(shù)進行了詳細的理論分析,并仿真驗證了新方法的可行性。然后提出了一種雙頻基波匹配網絡設計的通用方法,并對其結構做了簡化使其更易于實現(xiàn)。最后使用Cree公司的CGH40010F GaN HEMT 加工實現(xiàn)了一款高效率雙頻連續(xù)F 類功放,測試結果表明,在1.8 和2.6 GHz 下,可分別提供40.6 dBm 和39.5 dBm 的飽和輸出功率,最大功率附加效率分別為75.4%和74%,最大漏級效率均大于75%。

1 F 類/連續(xù)F 類功放理論

諧波控制F 類功放是在過激勵的B 類功放基礎上發(fā)展而來的。標準的F 類功放要求偶次諧波阻抗短路,奇次諧波阻抗開路,以此在輸出端產生電壓方波與電流半正弦波,避免了電壓電流波形交疊,理論效率達到100%,卻也限制了F 類設計的阻抗空間。考慮到三次以上諧波對效率的貢獻很小且控制高次諧波會進一步增加電路尺寸,因此本文只控制到三次諧波,與之對應的標準F 類功放的理論效率上限為90.7%。標準F 類漏級電壓VDS和電流IDS的傅里葉展開式可表示為:

連續(xù)F 類是F 類功放的擴展[10],通過在F 類電壓波形公式上添加修正因子,增加了基阻抗的解空間,同時將二次諧波阻抗從F 類的短路點改變?yōu)檫B續(xù)變化的純電抗,三次諧波阻抗依然控制在開路點,擴展了F 類功放的阻抗設計空間。在連續(xù)F 類的阻抗解空間內,理論上功放能夠獲得與傳統(tǒng)F 類功放相同的輸出功率和漏級效率。連續(xù)F 類的漏級電壓可表示為:

為了確保漏源電壓始終為正值,γ在-1~1 之間取值。聯(lián)立式(2)和式(3),可得基波和各次諧波阻抗值:

其中

式中:Ropt為理想B 類功放最佳基波阻抗值;Vdc和Imax分別為理想B 類功放的偏置電壓和最大電流。

連續(xù)F 類在電流源平面的基波和各次諧波阻抗分布圖如圖1 所示。由圖1 可知,當γ在[-1,1]取值時,基波阻抗由純阻性變化為連續(xù)的復阻抗,二次諧波阻抗由短路變化為連續(xù)的純電抗,三次諧波阻抗趨于無窮。相較于標準的F 類功放,連續(xù)F 類功放擴展了阻抗設計空間,同時兼顧了高效率的特性。

圖1 γ 取[-1,1]時基波和各次諧波阻抗分布圖Fig.1 γ distribution diagram of fundamental wave and harmonic impedance at [-1,1]

2 雙頻諧波控制網絡設計

基于連續(xù)F 類的阻抗條件,需要將二次諧波阻抗控制到短路點附近,將三次諧波阻抗控制在開路點附近,以此提高功放的效率。為獲得有源器件CGH40010F 的基波和各次諧波阻抗,并對其進行精確控制,本文使用ADS 軟件的負載牽引模塊來獲得晶體管最佳基波和高次諧波阻抗進行諧波控制網絡的設計。圖2 給出了牽引得到的最佳基波阻抗和高次諧波阻抗在Smith 圓圖上的分布結果,表1 給出了對應阻抗的具體數(shù)值。

表1 最佳基波和高次諧波參數(shù)Tab.1 Optimal fundamental and higher harmonic parameters

圖2 CGH40010F 負載牽引最佳基波和高次諧波阻抗分布圖Fig.2 Optimal fundamental and higher harmonic impedance distribution of CGH40010F load pull

分析基波和高次諧波負載牽引結果,使用圖3 所示的雙頻諧波控制網絡對兩個頻點處的二次和三次諧波分別進行短路和開路處理。推導過程如下:

圖3 雙頻諧波控制網絡Fig.3 Dual-band harmonic control network

首先定義頻率比為r,其中

式中:f1和f2分別為雙頻功放的中心頻率。通過引入參數(shù)r,將f2處計算的參數(shù)歸一化到f1處,以簡化設計過程。微帶TL2、TL3 用于控制兩個頻點的二次諧波同時在A 點處產生短路,因而將TL2 的電長度設置為頻率2f1下的1/4 波長線,波長可用λ表示。換算到基頻f1處,TL2 的電長度θ2為λ1/8,TL3 的電長度可用式(7)計算:

特性阻抗Z2、Z3為自由設計參數(shù),為在基頻處提供足夠的阻抗,特性阻抗應盡可能的大[11]。若在A 點滿足二次諧波短路條件,TL1 的參數(shù)Z1和θ1分別可由式(8)和式(9)計算得到:

在確定了Z1和θ1的參數(shù)之后,平面P1處3f1的諧波阻抗由式(10)計算得到:

同理,3f2的諧波阻抗也可由式(11)計算獲得:

平面P1處的三次諧波阻抗亦可表示為平面P2處的三次諧波阻抗與微帶線TL2 和TL3 的阻抗并聯(lián)而來:

若B 點滿足開路條件,TL4 的特性阻抗和電長度與平面P2處的三次諧波阻抗的關系可表示為:

聯(lián)立式(14)和式(15),可解得Z4和θ4。TL5 和TL6 用于控制三次諧波。將TL5 的電長度θ5設置為頻率3f1下的1/4 波長,換算到基頻f1處即為λ1/12。TL6的電長度則由式(16)計算得到:

Z5、Z6為自由設計參數(shù),并聯(lián)枝節(jié)Z5特性阻抗需足夠大,串聯(lián)枝節(jié)Z6特性阻抗需相對小。這些自由參數(shù)的選擇有充足的裕量,為后面的基波匹配提供了充足的設計空間。最終得到的雙頻諧波控制網絡的參數(shù)如表2 所示,仿真結果如圖4 所示。

表2 諧波控制網絡微帶線參數(shù)表Tab.2 Parameters of microstrip line of harmonic control network

圖4 雙頻諧波控制網絡的二次、三次諧波阻抗分布圖Fig.4 Second and third harmonic impedance distribution of dual-band harmonic control network

由圖4 可以看出,基于上述分析設計的雙頻諧波控制網絡各諧波阻抗參數(shù)與負載牽引的諧波阻抗結果吻合良好,說明設計的雙頻諧波控制網絡對雙頻諧波起到了很好的匹配效果。至此,雙頻諧波控制網絡的所有參數(shù)計算完畢,后續(xù)進行雙頻基波匹配網絡的分析與設計。

3 雙頻基波阻抗匹配網絡設計

由于設計的雙頻諧波控制網絡在高次諧波處產生了短路點,基波匹配電路不會影響諧波控制網絡。本文基于Saad 等[12]和Maktoomi 等[13]提出的雙頻基波匹配網絡,對其結構進行了簡化,提出了一種雙頻基波匹配網絡設計的通用方法,并給出了詳細的理論推導過程。圖5 為設計的雙頻基波匹配網絡結構。從圖5可以看出,簡化結構由三部分組成。基波阻抗ZL此時在頻率f1處的阻抗為R1+jX1,同時在頻率f2處的阻抗為R2+jX2,經過微帶TL1 實現(xiàn)從平面P2看進去的雙頻基波阻抗為實部相同、虛部相反的共軛阻抗。

圖5 雙頻基波匹配網絡Fig.5 Dual-band fundamental matching network

微帶TL1 參數(shù)推導如下:

此時,從平面P2看進去的導納為:

并聯(lián)開路微帶線TL2 用于抵消共軛電抗的虛部,使得從平面P1看進去的阻抗為一實數(shù),微帶線TL2 參數(shù)推導如下:

其中,電納B需滿足

此時,從平面P1看進去的阻抗為:

最后TL3、TL4 實現(xiàn)Zin1處的阻抗向Zin=50 Ω 過渡。圖5 虛框內的兩節(jié)串聯(lián)微帶線結構也可以使用簡單的T 形、L 形或者π 形等代替。所提出的簡化基波阻抗匹配方法在實現(xiàn)平面P1到P 時的阻抗過渡結構可靈活選擇。

4 雙頻功放仿真和測試

基于上述所提出的方法,本文使用ADS 仿真設計了一款工作在1.8 和2.6 GHz 的雙頻連續(xù)F 類功放,并對功放兩個頻點處的性能進行了仿真分析,驗證了所提出理論的正確性。然后使用羅杰斯4350B 板材(相對介電常數(shù)為3.66,損耗角正切為0.0037),功率管采用Cree 公司的CGH40010F GaN HEMT 加工實現(xiàn)了一款雙頻連續(xù)F 類高效率功率放大器,并進行了測試驗證,顯示測試結果與仿真基本一致。仿真設計的雙頻功放整體結構如圖6 所示,仿真的雙頻功放微帶線參數(shù)已在圖6 中注明,漏級電壓VD和柵極電壓VG分別設置為28 V 和-2.9 V。

圖6 雙頻功放結構參數(shù)布局圖Fig.6 Structure parameter layout diagrams of dual-frequency power amplifier

緊接著對雙頻功放的輸出電壓和電流波形進行了仿真分析,功放在1.8 和2.6 GHz 的電壓電流波形仿真結果分別如圖7(a)和(b)所示。

圖7 1.8 和2.6 GHz 電壓電流波形圖Fig.7 Voltage and current waveforms at 1.8 GHz and 2.6 GHz

從圖7 中可以看出,電流與標準的連續(xù)F 類電流波形接近,而電壓波形由于有限的諧波控制造成與理想的連續(xù)F 類電壓波形略有不同,但整體符合連續(xù)F類的工作模式。從圖中可以明顯看到,電壓與電流波形交疊區(qū)域很小,由此減少了功率耗散,實現(xiàn)了雙頻功放的高效率。最后進行了雙頻功放實物的加工及測試,加工完成的實物如圖8 所示,使用單音連續(xù)波信號對功放進行測試,測量功放在1.8 和2.6 GHz 下的大信號參數(shù)。

圖8 雙頻功放加工實物圖Fig.8 Photograph of the dual-band power amplifier

漏級效率(DE)和輸出功率隨頻率的變化測量結果如圖9 所示。從圖9 可以看出,在1.8 GHz 處仿真的漏級效率在80%以上,輸出大于40 dBm;在2.6 GHz處仿真的漏級效率也大于76%,輸出在40 dBm 左右。實測功放在1.8 和2.6 GHz 處的漏級效率分別為76.6%和75.2%,飽和輸出功率分別為40.6 dBm 和39.5 dBm。由于功率管封裝存在不可避免的寄生參數(shù),導致仿真與實測產生一定的誤差,特別是在工作頻段外,誤差會更加的明顯,但大體上實測與仿真結果較為符合,功放表現(xiàn)出明顯的雙頻特性。

圖9 1.8 和2.6 GHz DE 和輸出功率與頻率的關系Fig.9 DE and output power vs frequency at 1.8 GHz and 2.6 GHz

功放在1.8 和2.6 GHz 的功率附加效率(PAE)和增益與輸入功率的關系分別在圖10(a)和(b)中給出。從圖10 中可以看出,隨輸入功率從10 dBm 增加至26 dBm,功放在1.8 和2.6 GHz 兩個頻點處的功率附加效率(PAE)的仿真與實測結果均提升至70%以上,增益在最大PAE 處均大于13 dB。實測功放在1.8 和2.6 GHz 處的功率附加效率分別為75.4%和74%,增益分別為15.5 dB 和13.6 dB。仿真與實測結果表明,本文提出的雙頻諧波控制網絡與基波匹配網絡的設計方法可以顯著提升雙頻功放的效率。

圖10 1.8 和2.6 GHz PAE 和增益與輸入功率的關系Fig.10 PAE and gain vs the input power at 1.8 GHz and 2.6 GHz

表3 給出了相關雙頻功放設計與本文設計的指標對比,結果表明,本文設計的雙頻功放在功率附加效率和增益等指標方面具有更好的性能。

表3 雙頻功放設計指標對比Tab.3 Comparison of this design and other dual-band power amplifier

5 結論

本文基于連續(xù)F 類的諧波控制理論,提出了一種高達三次諧波控制的連續(xù)F 類雙頻功放的設計方法,并簡化了基波匹配網絡,可實現(xiàn)任意兩個頻率高效率的性能,使功放實現(xiàn)方式更加靈活簡便?;谒岢龅睦碚?加工實現(xiàn)了一款工作在1.8 和2.6 GHz 的雙頻連續(xù)F 類功放,測試結果顯示,該雙頻功放可分別提供40.6 dBm 和39.5 dBm 的飽和輸出功率以及15.5 dB 和13.6 dB 的最大增益,功率附加效率分別可達到75.4%和74%。結果表明,本文設計的雙頻功放在輸出功率、增益和效率等方面都表現(xiàn)出了優(yōu)異的性能。本文設計的雙頻功放滿足了多標準和多頻段無線通信的需求,具有廣闊的應用前景,為三頻甚至多頻高效率功放的設計提供了思路。

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