DOI：10.19912/j.0254-0096.tynxb.2021-1153 文章編號：0254-0096（2023）02-0460-08

摘 要：提出一種用于漏電流抑制的改進(jìn)型H7逆變器拓?fù)鋪硪种茻o變壓器光伏發(fā)電系統(tǒng)中的漏電流。該拓?fù)湓贖7型逆變器拓?fù)涞幕A(chǔ)上增加了一個鉗位電路，該電路由3個容值相等的分壓電容和3個鉗位開關(guān)管構(gòu)成，鉗位電路可實(shí)現(xiàn)逆變器的共模電壓在續(xù)流狀態(tài)內(nèi)保持穩(wěn)定。同時提出一種共模電壓高頻控制方案，在保證鉗位點(diǎn)的電壓為UPV/3或2UPV/3的基礎(chǔ)上增加了共模電壓的頻率，對應(yīng)的增加了電路的共?；芈纷杩?，系統(tǒng)的共模特性得到了優(yōu)化，漏電流的抑制效果更好。搭建一臺每相輸出200 W的原理樣機(jī)，通過saber仿真和硬件實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：光伏發(fā)電；三相逆變器；漏電流；共模電壓；開關(guān)狀態(tài)

中圖分類號：TM 464 " " " " 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

近年來，光伏發(fā)電憑借其無污染、無枯竭的優(yōu)點(diǎn)受到國內(nèi)外的廣泛關(guān)注［1-3］。傳統(tǒng)的光伏逆變器由于其中的隔離變壓器體積大、重量大、成本高導(dǎo)致系統(tǒng)功率的損耗較高。因此，無變壓器的光伏逆變器［4-9］成為國內(nèi)外的研究重點(diǎn)。但是，無隔離變壓器的逆變系統(tǒng)缺少電氣隔離，存在大量的漏電流，漏電流過高不僅會影響系統(tǒng)性能，而且還有潛在人身安全和電磁干擾問題。德國DIN標(biāo)準(zhǔn)要求光伏系統(tǒng)中的漏電流必須小于300 mA［10-11］。

一些國內(nèi)外學(xué)者已對無變壓器的三相光伏逆變器中漏電流的抑制技術(shù)做了一定的研究［12-16］。文獻(xiàn)［17］提出H7型三相逆變器拓?fù)洌撏負(fù)涞墓材ｋ妷涸?、[UPV/3、2UPV/3]（[UPV]為直流側(cè)輸入電壓）之間變化，相比傳統(tǒng)的H6型三相逆變器，雖然減小了共模電壓的變化范圍，一定程度上減小了漏電流，但在續(xù)流狀態(tài)下無鉗位電路，因此在該狀態(tài)下的共模電壓不穩(wěn)定，漏電流的抑制效果不佳。文獻(xiàn)［18］提出oH7型三相逆變器拓?fù)?，該拓?fù)湓贖7型逆變器的基礎(chǔ)上增加了一個鉗位開關(guān)，構(gòu)成一條鉗位電路，該拓?fù)涞墓材ｋ妷涸赱UPV/3]、[UPV/2]、[2UPV/3]之間變化，相比H7型逆變器，共模電壓的波動幅度更小，且由于增加了鉗位電路，續(xù)流狀態(tài)下共模電壓的穩(wěn)定性更好，漏電流也更小，但該拓?fù)涔材ｋ妷旱念l率只能等于開關(guān)頻率，無高頻的控制方案，漏電流的抑制效果還有待改進(jìn)。

本文提出一種用于漏電流抑制的改進(jìn)型H7逆變器，通過合理的控制方案，使得該逆變器在所有的工作模態(tài)下共模電壓的幅值均被鉗位在[UPV/3]或[2UPV/3]，共模電壓的頻率是開關(guān)頻率的3倍，這樣不僅降低了共模電壓的變化范圍，而且改善了系統(tǒng)的共模特性，優(yōu)化了漏電流的抑制效果。

1 改進(jìn)型H7逆變器

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理

本文提出的抑制漏電流的改進(jìn)型H7逆變器拓?fù)淙鐖D1所示。該拓?fù)湓贖7型逆變器拓?fù)涞幕A(chǔ)上增加了鉗位電路，首先將逆變器直流輸入側(cè)的一個電容增加到3個，構(gòu)成等值的分壓電容[C1、C2、C3]；其次將鉗位開關(guān)管S8和S9加進(jìn)隔離開關(guān)管S7的源極和分壓電容[C1、C2]之間；將鉗位開關(guān)管S10加進(jìn)隔離開關(guān)管S7的源極和分壓電容[C2、C3]之間。[CPV]表示光伏組件對地寄生電容。

定義此逆變器的共模電壓為：

式中：[uAQ]——A點(diǎn)相對于Q點(diǎn)的電壓，V；[uBQ]——B點(diǎn)相對于Q點(diǎn)的電壓，V；[uCQ]——C點(diǎn)相對于Q點(diǎn)的電壓，V。

根據(jù)圖2所示的該拓?fù)涞?個工作模態(tài)圖，可分析出逆變電路開關(guān)狀態(tài)和共模電壓的關(guān)系。

工作模態(tài)1：電流從電源正極經(jīng)隔離開關(guān)管S7、上橋臂開關(guān)管S1和下橋臂開關(guān)管S2、S6后，回到電源負(fù)極。此時S1、S2、S6和S7處于導(dǎo)通狀態(tài)，用“1”表示，其他關(guān)斷開關(guān)管用“0”表示，S1～S10的開關(guān)狀態(tài)為1100011000。而[uAQ=UPV，][uBQ=uCQ=0，]故共模電壓[ucm=UPV/3]。

工作模態(tài)2：電流從電源正極經(jīng)隔離開關(guān)管S7、上橋臂開關(guān)管S1、S3和下橋臂開關(guān)管S2后，回到電源負(fù)極。此時S1、S2、S3和S7處于導(dǎo)通狀態(tài)，用“1”表示，其他關(guān)斷開關(guān)管用“0”表示，S1～S10的開關(guān)狀態(tài)為1110001000。而[uAQ=uBQ=UPV，][uCQ=0，]故共模電壓[ucm=2UPV/3]。

工作模態(tài)3：電流從電源正極經(jīng)隔離開關(guān)管S7、上橋臂開關(guān)管S3和下橋臂開關(guān)管S2、S4后，回到電源負(fù)極。此時S2、S3、S4和S7處于導(dǎo)通狀態(tài)，用“1”表示，其他關(guān)斷開關(guān)管用“0”表示，S1～S10的開關(guān)狀態(tài)為0111001000。而[uBQ=UPV，][uAQ=uCQ=0，]故共模電壓[ucm=UPV/3]。

工作模態(tài)4：電流從電源正極經(jīng)隔離開關(guān)管S7、上橋臂開關(guān)管S3、S5和下橋臂開關(guān)管S4后，回到電源負(fù)極。此時S3、S4、S5和S7處于導(dǎo)通狀態(tài)，用“1”表示，其他關(guān)斷開關(guān)管用“0”表示，S1～S10的開關(guān)狀態(tài)為0011101000。而[uBQ=uCQ=UPV，][uAQ=0，]故共模電壓[ucm=2UPV/3]。

工作模態(tài)5：電流從電源正極經(jīng)隔離開關(guān)管S7、上橋臂開關(guān)管S5和下橋臂開關(guān)管S4、S6后，回到電源負(fù)極。此時S4、S5、S6和S7處于導(dǎo)通狀態(tài)，用“1”表示，其他關(guān)斷開關(guān)管用“0”表示，S1～S10的開關(guān)狀態(tài)為0001111000。而[uCQ=UPV，][uAQ=uBQ=0，]故共模電壓[ucm=UPV/3]。

工作模態(tài)6：電流從電源正極經(jīng)隔離開關(guān)管S7、上橋臂開關(guān)管S1、S5和下橋臂開關(guān)管S6后，回到電源負(fù)極。此時S1、S5、S6和S7處于導(dǎo)通狀態(tài)，用“1”表示，其他關(guān)斷開關(guān)管用“0”表示，S1～S10的開關(guān)狀態(tài)為1000111000。而[uAQ=uCQ=UPV，][uBQ=0，]故共模電壓[ucm=2UPV/3]。

工作模態(tài)7：電流經(jīng)鉗位開關(guān)管S10和上橋臂開關(guān)管S1、S3、S5構(gòu)成續(xù)流回路。此時S1、S3、S5和S10處于導(dǎo)通狀態(tài)，用“1”表示，其他關(guān)斷開關(guān)管用“0”表示，S1～S10的開關(guān)狀態(tài)為1010100001。而[uAQ=uBQ=uCQ=UPV/3，]故共模電壓[ucm=UPV/3]。

工作模態(tài)8：電流經(jīng)鉗位開關(guān)管S8、S9和上橋臂開關(guān)管S1、S3、S5構(gòu)成續(xù)流回路。此時S1、S3、S5、S8和S9處于導(dǎo)通狀態(tài)，用“1”表示，其他關(guān)斷開關(guān)管用“0”表示，S1～S10的開關(guān)狀態(tài)為1010100110。而[uAQ=uBQ=uCQ=2UPV/3，]故共模電壓[ucm=2UPV/3]。

開關(guān)狀態(tài)與共模電壓的關(guān)系見表1。

1.2 控制策略分析

針對改進(jìn)型H7逆變器，提出共模電壓低頻控制和共模電壓高頻控制兩種控制策略。共模電壓低頻控制策略是指在續(xù)流狀態(tài)時的共模電壓與該狀態(tài)的前一狀態(tài)的共模電壓保持一致，共模電壓的頻率等于開關(guān)頻率。共模電壓高頻控制策略是指在續(xù)流狀態(tài)時的共模電壓與該狀態(tài)的前一狀態(tài)的共模電壓不保持一致，共模電壓的頻率是開關(guān)頻率的3倍。

圖3為改進(jìn)型H7逆變器的共模電路等效模型［19-20］，可看出減小共模電壓的幅值，就可減小漏電流。

另外，根據(jù)圖3和電路相關(guān)知識可推導(dǎo)出逆變器共?；芈纷杩筞cm的計(jì)算公式為：

在本文的仿真和實(shí)驗(yàn)參數(shù)下，濾波電感[L=5]mH和寄生電容[CPV=100]nF，可計(jì)算出在共模電壓高頻控制策略下的逆變器共?；芈返淖杩垢?，系統(tǒng)的共模特性更好，漏電流的抑制效果更佳。

根據(jù)上述分析，設(shè)計(jì)一種共模電壓的高頻控制策略，如圖4所示。圖4中，[ura、urb、urc]為相位互差120°的正弦調(diào)制波，[uc]為三角載波，將調(diào)制波和載波比較后得到輸入信號[X、Y]和[Z]。將[XYZ]經(jīng)過數(shù)字邏輯式（3）后得到用來控制開關(guān)管S1～S10的輸出信號。輸入信號[XYZ]和輸出控制信號S1～S10對應(yīng)關(guān)系見表2，開關(guān)關(guān)斷是“0”，開關(guān)導(dǎo)通是“1”。

以輸入信號100為例，輸出控制信號如式（4）所示，共模電壓為[UPV/3]。

當(dāng)輸入信號為110時，輸出信號如式（5）所示，共模電壓為[2UPV/3]。

當(dāng)進(jìn)入續(xù)流狀態(tài)，若輸入信號為111時，共模電壓高頻控制策略要求此時的共模電壓與該狀態(tài)的前一狀態(tài)的共模電壓不保持一致，所以開關(guān)管S10導(dǎo)通，輸出信號如式（6）所示，共模電壓為[UPV/3]。

當(dāng)進(jìn)入續(xù)流狀態(tài)，若輸入信號為000時，共模電壓高頻控制策略要求此時的共模電壓與該狀態(tài)的前一狀態(tài)的共模電壓不保持一致，所以開關(guān)管S8和S9導(dǎo)通，輸出信號如式（7）所示，共模電壓為[2UPV/3]。

綜上，本文提出的控制策略確實(shí)可實(shí)現(xiàn)共模電壓的幅值鉗位于[UPV/3]或[2UPV/3]，共模電壓的頻率是開關(guān)頻率的3倍，降低了共模電壓的變化范圍，提升了系統(tǒng)的共模特性，更好地抑制了漏電流。

2 仿真結(jié)果

使用saber仿真軟件對H7型逆變器和改進(jìn)型H7逆變器分別進(jìn)行仿真。仿真參數(shù)如表3所示。

圖5、圖6為H7型逆變器和改進(jìn)型H7逆變器滿載時的主要仿真波形。其中，分別用[uAO、uBO]和[uCO]表示A相、B相和C相的輸出電壓；分別用[uAQ、uBQ]和[uCQ]表示A點(diǎn)、B點(diǎn)和C點(diǎn)對Q點(diǎn)的電壓；共模電壓為[ucm]；漏電流為[ileakage]。

從圖5c可看出，H7型逆變器的共模電壓在0、[UPV/3]和[2UPV/3]之間變化；從圖6c可看出，改進(jìn)型H7逆變器的共模電壓僅在[UPV/3]和[2UPV/3]之間變化，相較于H7型逆變器降低了共模電壓的變化范圍；從圖5d可知H7型逆變器滿載時的漏電流經(jīng)快速傅里葉變換（FFT）后，在開關(guān)頻率處的峰值為[-18.775 dBA]，換算成電流的大小為115.15 mA，雖然滿足德國DIN標(biāo)準(zhǔn)，但漏電流的值仍較大；從圖6d可知改進(jìn)型H7逆變器在滿載時漏電流經(jīng)FFT變換后，在3倍開關(guān)頻率處的峰值為-27.871 dBA，換算成電流的大小約為40.406 mA，不僅滿足德國DIN標(biāo)準(zhǔn)，相較于H7型逆變器的漏電流而言，也更小更安全。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)仿真參數(shù)，搭建實(shí)驗(yàn)平臺，得到H7型三相逆變器在滿載時的電壓輸出波形和漏電流頻譜如圖7所示。用于漏電流抑制的改進(jìn)型H7逆變器在滿載時的電壓輸出波形和漏電流頻譜如圖8所示。

從圖8b和圖8c可看出，實(shí)驗(yàn)得到的[uAQ、uBQ]和[uCQ]的波形與圖6b和圖6c仿真得到的[uAQ、uBQ]和[uCQ]的波形大體一致，因此可推斷實(shí)驗(yàn)得到的共模電壓波形也應(yīng)與仿真波形一致。由圖7d可看出H7型逆變器在滿載時的漏電流經(jīng)過傅里

葉分析后在40 kHz處的值為-16.65 dBA，換算成電流為[147.07 mA]；由圖8d可看出改進(jìn)型H7逆變器在滿載時的漏電流經(jīng)過傅里葉分析后在120 kHz處的值為-23.876 dBA，換算成電流為64.01 mA。所以，相較于H7型逆變器而言，改進(jìn)型H7逆變器得到的漏電流更小、更加安全，驗(yàn)證了理論的正確性。

另外根據(jù)實(shí)驗(yàn)中實(shí)際使用的開關(guān)器件，對開關(guān)器件的成本和損耗進(jìn)行了理論估算。H7型逆變器、oH7型逆變器和改進(jìn)型H7逆變器使用的開關(guān)管的型號和總價如表4所示，各開關(guān)器件的損耗如表5所示，從表4可看到，改進(jìn)型H7逆變器開關(guān)器件的成本較oH7型逆變器開關(guān)器件的成本高46元，較H7型逆變器開關(guān)器件的成本高63元。從表5可看到，雖然改進(jìn)型H7逆變器對比H7型逆變器增加了3個鉗位開關(guān)管，但由于鉗位開關(guān)管僅在續(xù)流狀態(tài)下開通，其作用只是鉗位，不參與電路的功率交換，所以改進(jìn)型H7逆變器開關(guān)管的總損耗較H7型逆變器僅增加了0.449 W。

因此綜合考慮逆變器的漏電流的抑制效果、逆變器成本和逆變器效率，改進(jìn)型H7逆變器具有一定的應(yīng)用價值。

4 結(jié) 論

本文提出一種用于漏電流抑制的改進(jìn)型H7逆變器，在H7型逆變器的基礎(chǔ)上增加鉗位電路后，共模電壓的鉗位性能更好。提出的共模電壓高頻控制方案不僅能實(shí)現(xiàn)共模電壓變化區(qū)間在[UPV/3～2UPV/3]，還能保證共模電壓的頻率是開關(guān)頻率的3倍，漏電流回路阻抗增加，漏電流的抑制效果更強(qiáng)。

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AN IMPROVED H7 INVERTER FOR LEAKAGE CURRENT SUPPRESSION

Ma Haixiao，Ying Wen

（College of Automation and College of Artificial Intelligence， Nanjing University of Posts and Telecommunications， Nanjing 210023， China）

Abstract：In this paper， an improved H7 inverter topology for leakage current suppression is proposed to suppress the leakage current in the transformerless photovoltaic power generation system. Based on the topology of H7 inverter， a clamping circuit is added. The circuit is composed of three voltage divider capacitors with equal capacitance and three clamping switches. The clamping circuit can keep the common mode voltage of the inverter stable in the freewheeling state. At the same time， a high-frequency control scheme of common mode voltage is proposed， which increases the frequency of common mode voltage and the common mode loop impedance on the basis of the ensuring that the voltage of clamp point is UPV/3 or 2UPV/3. The common mode characteristics of the system is optimized and the leakage current suppression effect is better. A prototype with 200 W output per phase is built， and the correctness of the theoretical analysis is verified by saber simulation and hardware experiment.

Keywords：PV power； three phase inverter； leakage current； common mode voltage； switch status