章勇高, 付偉東, 劉鵬, 樊越

(華東交通大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院,江西 南昌 330013)

0 引 言

兩級式逆變器在中、低功率變換中有著廣泛應(yīng)用。由于該變換器交流側(cè)輸出電壓和輸出電流呈正弦規(guī)律變化,交流側(cè)瞬時功率包含直流分量和二倍頻脈動功率[1-2]。二倍頻脈動功率會使得系統(tǒng)的直流側(cè)出現(xiàn)顯著的二次電流紋波或二次電壓紋波,在不同的應(yīng)用場合,直流側(cè)低頻紋波會導(dǎo)致不同的問題。例如,二次電壓紋波會降低光伏逆變器轉(zhuǎn)換效率,二次電流紋波會導(dǎo)致電池供電系統(tǒng)發(fā)熱。為了解決這一系列問題,目前應(yīng)用最廣泛的方法是在直流母線上并聯(lián)大容量電解電容,以吸收系統(tǒng)中的二倍頻脈動功率;另一種方法是將二倍工頻諧振頻率的LC支路與直流母線并聯(lián)。以上無源解耦方法易于實現(xiàn),然而大容量電解電容存在體積大、壽命短的特點。隨著高功率密度的發(fā)展以及對電力電子變換器耐用、低故障率的要求,研究其它功率解耦方法以替代大電解電容,實現(xiàn)兩級式單相逆變器的無電解電容化成為近期熱點之一。

最簡單的解耦思路就是將二倍頻脈動功率轉(zhuǎn)移到另一個壽命較長的電感或者薄膜電容等儲能元件上。文獻[3]用解耦電感來緩沖二倍頻脈動功率,然而由于單一電感儲能有限,難免造成感性元件尺寸過大。相比之下,薄膜電容作為儲能元件更為理想。文獻[4-6]針對含有高頻變壓器的兩級式逆變器,利用變壓器多繞組的特點,通過增加變壓器繞組以設(shè)計功率解耦單元,從而可以采用薄膜電容實現(xiàn)脈動功率緩沖。該方案雖然具有輸入輸出電氣隔離和消除共模漏電流的優(yōu)點。然而文獻[7-8]指出,從逆變器中移除變壓器,系統(tǒng)可提高1%～2%的效率。因此,非隔離型逆變器的有源功率解耦技術(shù)研究更加具有實用價值。

有源功率解耦技術(shù)主要有開關(guān)器件復(fù)用型和獨立型兩大類。開關(guān)器件復(fù)用型功率解耦技術(shù)是指有源功率解耦電路與兩級式逆變器主電路共用開關(guān)器件,該技術(shù)具有減少系統(tǒng)開關(guān)元件、降低變換器成本的優(yōu)勢。文獻[9-10]采用差分Buck逆變器,通過對交流側(cè)兩個濾波電容注入相應(yīng)的差模、共模分量,在保證正弦交流電壓輸出的同時實現(xiàn)二倍頻脈動功率的儲存,然而該解耦拓?fù)湔{(diào)制度較低。文獻[11-13]采用Boost型差分逆變器實現(xiàn)功率解耦,其拓?fù)湔{(diào)制度有所提高,但濾波電容電壓需高于直流輸入電壓。文獻[14]采用Buck-Boost型差分逆變器實現(xiàn)功率解耦,其調(diào)制度具有較大的自由度,變換器可工作在連續(xù)和斷續(xù)的狀態(tài)下,但開關(guān)管具有更大的電壓應(yīng)力。采用以上以差分電路為基礎(chǔ)的復(fù)用型解耦方案,雖然一定程度上消除了直流側(cè)二次電流紋波,但卻引入了4倍頻脈動分量。文獻[15]基于差分Buck解耦電路的基礎(chǔ),在直流母線增加一組橋臂。將該橋臂中點與兩個濾波電容的中點相連,對濾波電容注入基頻共模分量,實現(xiàn)消除二次電流紋波的同時也抑制了直流側(cè)的四倍頻脈動分量。文獻[16]以一組串聯(lián)電容來替換文獻[15]中的橋臂,減少了開關(guān)管數(shù)量,同樣抑制了直流側(cè)二次、四次諧波。但該類逆變器的解耦電容不僅要提供逆變環(huán)節(jié)所需要的額定輸出功率,還需供應(yīng)解耦環(huán)節(jié)的二倍頻脈動功率,因而解耦電容的利用率不高。

在獨立型有源功率解耦電路方案中,解耦環(huán)節(jié)與逆變環(huán)節(jié)相分離,解耦電容僅需處理二倍頻脈動功率,可大大提高解耦電容的利用率,且控制系統(tǒng)可分開設(shè)計。根據(jù)解耦電路接入位置的不同可以有直流側(cè)和交流側(cè)之分。文獻[17-18]提出一種直流側(cè)接入的H橋型四開關(guān)解耦電路,利用40 μF的解耦電容實現(xiàn)235 W的功率解耦,該方案中解耦電容電壓為正弦交流電壓且其峰值不受制于直流母線電壓。文獻[19-21]將H橋四開關(guān)電路與一直流電容串聯(lián)后并接在直流母線上,構(gòu)成有源功率解耦電路,通過控制H橋交流側(cè)電容上的電壓,進而實現(xiàn)二倍頻脈動功率的補償,該方案具有開關(guān)管電壓應(yīng)力較小的優(yōu)點。文獻[22-26]將雙向變換器并聯(lián)于直流母線電容兩端,以電流補償方式吸收二倍頻脈動功率,其解耦電容電壓為耦合二次電壓紋波的直流電壓。文獻[27]將雙向變換器嵌入到DC-DC級,使其在運行過程中與前級直流輸入源等效串聯(lián),實現(xiàn)功率解耦。該方案間接增大了直流母線的等效電壓,從而降低解耦電容值。以上的直流側(cè)接入解耦電路能夠較好的實現(xiàn)單相逆變器的二倍頻脈動功率的緩沖,但是解耦電路的運行受制于直流母線電壓大小及其脈動峰峰值。文獻[28-30]通過在交流側(cè)接入LC支路和一個半橋式橋臂,構(gòu)成交流側(cè)解耦電路。該解耦電容電壓為基頻正弦交流電壓,其幅值不受直流側(cè)電壓的限制。文獻[31]對解耦電容電壓分別是直流電壓和交流電壓的不同解耦方案進行比較分析,得出在相同功率等級直流型解耦電容在體積、效率方面優(yōu)于交流型解耦電容。在此基礎(chǔ)上,文獻[32]提出了逆變器交流側(cè)解耦方案,以六開關(guān)解耦電路作為能量緩沖單元,將脈動功率控制在交流側(cè),有利于降低解耦電容容值,適應(yīng)于多種類型逆變器。

為了減少解耦電路的開關(guān)數(shù),本文在六開關(guān)解耦電路的基礎(chǔ)上,采用一種四開關(guān)解耦電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),將二倍頻正弦交流電壓和給定的直流偏置量注入解耦電容。該解耦電路并聯(lián)于逆變器交流側(cè),縮短了脈動功率的導(dǎo)通回路,減小了線路中的無功損耗。而解耦電容僅需供應(yīng)解耦環(huán)節(jié)的二倍頻脈動功率,提高了電容利用率。相比于六開關(guān)解耦電路,其開關(guān)管電壓應(yīng)力更小、開關(guān)器件更少。此外,交流側(cè)四開關(guān)解耦電路不改變主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),逆變器主電路與解耦電路的控制相互獨立,有利于傳統(tǒng)設(shè)備的改造,實現(xiàn)資源合理優(yōu)化。

本文首先闡述逆變器的功率耦合關(guān)系,分析解耦電路的工作原理,進而對解耦電路各開關(guān)管的驅(qū)動脈沖進行邏輯分配。根據(jù)瞬時脈動功率大小以計算驅(qū)動脈沖的占空比,以實現(xiàn)對系統(tǒng)中二倍頻脈動功率的補償。最后,通過建立仿真模型和實驗樣機對解耦電路進行驗證,驗證結(jié)果都表明該解耦電路和控制策略的有效性。

1 逆變器功率耦合關(guān)系

在兩級式逆變器系統(tǒng)中,us(t)、is(t)分別為負(fù)載電壓和流過負(fù)載的電流,設(shè)其表達式為:

(1)

式中:Vo、Io分別為us(t)和is(t)的有效值;φ為功率因數(shù)角;ω為us(t)和is(t)的角頻率。令T=2π/ω,f=1/T;T、f分別為us(t)和is(t)的周期和頻率。故交流側(cè)瞬時輸出功率Po(t)的表達式為

Po(t)=us(t)is(t)=

(2)

由式(2)可知,交流側(cè)瞬時輸出功率Po(t)由有功功率Pn和二倍頻脈動功率Pd(t)組成。而二倍頻脈動功率Pd(t)的振蕩頻率為2f,使得前級DC/DC環(huán)節(jié)產(chǎn)生二次電壓紋波或二次電流紋波。對于純阻性負(fù)載R,φ=0,Pn及Pd(t)滿足:

(3)

在式(3)中,令二次紋波為零,即Pd(t)=0,在(0,T)一個工作周期內(nèi)可得t=T/8、3T/8、5T/8、7T/8。根據(jù)實際電路的負(fù)載電壓us(t)極性和二倍頻脈動功率Pd(t)極性分析,可將(0,T)工作區(qū)間的逆變器工作過程分為4種模式,如表1所示。

表1 逆變器4種工作模式

負(fù)載電壓us(t)和二倍頻脈動功率Pd(t)在(0,T)內(nèi)的時域關(guān)系如圖1所示,us(t)關(guān)于其零點呈中心對稱,Pd(t)關(guān)于軸t=T/2對稱,故us(t)、Pd(t)滿足:

圖1 Pd(t)和us(t)的時域關(guān)系

(4)

在此基礎(chǔ)上,設(shè)置方波信號R1、R2,以跟蹤us(t)、Pd(t)的極性。R1的頻率與us(t)相同,其高、低電平分別表示us(t)的正、負(fù)半周;R2的頻率與Pd(t)相同,其低、高電平分別表示Pd(t)的正、負(fù)半周。

2 四開關(guān)功率解耦電路

2.1 功率解耦電路工作原理

在圖2所示的兩級式逆變器系統(tǒng)中,Uin為前級DC/DC電路的輸入電壓,Ib為輸入電流,uDC(t)為母線電容Cb兩端電壓。逆變器的驅(qū)動信號采用單極性調(diào)制策略,開關(guān)周期為Ts,交流側(cè)濾波前輸出電壓為Uinv。

圖2 兩級式逆變器系統(tǒng)

如上圖2所示,四開關(guān)功率解耦電路并聯(lián)在交流輸出側(cè)兩端,由開關(guān)管S1～S4、解耦電容Cd和解耦電感Ld構(gòu)成。uCd(t)為薄膜解耦電容Cd兩端電壓,iLd(t)為解耦電感上的電流。解耦電路工作周期、開關(guān)周期與逆變器主電路相同,在(0,T)內(nèi),與逆變器4種模式相對應(yīng),解耦電路同樣分為如下4種工作模式。

1)工作模式I。

工作模式I如圖3所示。該模式下,S4為主控開關(guān)管,受脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)信號控制,S1、S2、S3斷開。D(n)為PWM信號的占空比,D′(n)為主控開關(guān)管的關(guān)斷時間與開關(guān)周期Ts的比。D(n)Ts、D′(n)Ts分別為主控開關(guān)管在開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通、關(guān)斷時間;UCd(n)、UDC(n)分別為解耦電容電壓uCd(t)和母線電容電壓uDC(t)在開關(guān)周期內(nèi)的平均值。根據(jù)S4的通斷狀態(tài),可分為階段1和階段2。

圖3 工作模式I

階段1:設(shè)S4在tI時刻開通,解耦電路內(nèi)部導(dǎo)通回路為Uinv→S4→D2→Ld→Uinv。解耦電感電流iLd(t)以及解耦電容電壓uCd(t)在該導(dǎo)通回路中的變化趨勢滿足為:

(5)

其中[tⅠ

iLd(t)在[tI+D(n)Ts]時刻上升至ILd(n),則

(6)

階段2:S4在[tI+D(n)Ts]時刻關(guān)斷,解耦電路內(nèi)部電流回路為Uinv→D3→Cd→D2→Ld→Uinv,在該電流回路中,電感Ld和與解耦電容Cd發(fā)生諧振,直至iLd(t)從峰值ILd(n)下降歸零。依據(jù)二階電路

(7)

其中[tⅠ+D(n)Ts

動態(tài)響應(yīng)原理,通過拉氏反變換,uCd(t)以及iLd(t)的函數(shù)表達式為

iLd(t)在[tI+(D(n)Ts+D′(n)Ts]時刻下降至零,關(guān)斷時間D′(n)Ts表達式為

(8)

2)工作模式II。

工作模式II如圖4所示。該模式下,S3為主控開關(guān)管,受PWM信號控制,S2保持常通,S1、S4斷開。根據(jù)S3的通斷狀態(tài),可分為階段1和階段2。

圖4 工作模式II

階段1:設(shè)S3在tII時刻開通,解耦電路內(nèi)部導(dǎo)通回路為Uinv→Ld→S2→Cd→S3→Uinv。在該電流回路中,電感Ld和與薄膜電容Cd發(fā)生諧振。通過拉氏反變換,iLd(t)以及uCd(t)在該階段的表達式滿足:

(9)

其中[tⅡ

iLd(t)在(tⅡ+D(n)Ts)時刻到達峰值ILd(n),則

(10)

階段2:S3在[tⅡ+D(n)Ts]時刻關(guān)斷,解耦電路內(nèi)部導(dǎo)通回路為Uinv→Ld→S2→D4→Uinv。該階段iLd(t)由峰值ILd(n)下降到零,則

(11)

其中(tⅡ+D(n)Ts

iLd(t)在[(D(n)Ts+D′(n)Ts]時刻下降至零,則關(guān)斷時間D′(n)Ts表達式為

(12)

3)工作模式III和工作模式IV。

工作模式III如圖5所示。該模式下,S3為主控開關(guān)管,受PWM信號控制,S1、S2、S4斷開。根據(jù)S3的通斷狀態(tài),可分為階段1和階段2。階段1的導(dǎo)通回路為Uinv→Ld→D1→S3→Uinv,iLd(t)經(jīng)過D(n)Ts的時間到達峰值ILd(n)。階段2的導(dǎo)通回路為Uinv→Ld→D1→Cd→D4→Uinv,該階段iLd(t)經(jīng)過D′(n)Ts的由峰值ILd(n)下降至零。

圖5 工作模式III

工作模式IV如圖6所示。該模式下,S4為主控開關(guān)管,受PWM信號控制,S1保持常通,S2、S3斷開。根據(jù)S4的通斷狀態(tài),可分為階段1和階段2。階段1導(dǎo)通回路為Uinv→S4→Cd→S1→Ld→Uinv,iLd(t)經(jīng)過D(n)Ts的時間到達峰值ILd(n)。階段2的導(dǎo)通回路為Uinv→D3→S1→Ld→Uinv,該階段iLd(t)經(jīng)過D′(n)Ts的由峰值ILd(n)下降至零。

圖6 工作模式IV

由工作模式I-IV的電流回路可知,工作模式III中的解耦電感電流方向與工作模式I相反,工作模式IV中的解耦電感電流方向與工作模式I相反。此外,由于瞬時解耦功率Pd(t)的周期為T/2,即解耦電路在模式III、IV時的充放電關(guān)系與模式I、II時相同。由此可知,iLd(t)滿足:

(13)

由此可得模式III、IV中iLd(t)的時域函數(shù),故本文不再贅述。

2.2 功率解耦電路開關(guān)時序

由解耦電路4種工作模式分析,整理可得表2。

表2 最優(yōu)配置的適應(yīng)函數(shù)值

當(dāng)逆變器系統(tǒng)工作于模式I、III時,解耦電路儲存逆變器主電路的二倍頻脈動能量;逆變器系統(tǒng)工作于模式II、IV時,解耦電路上儲存的二倍頻脈動能量向逆變器主電路釋放。

隨著解耦電路工作模式的切換,PWM信號主要在開關(guān)管S3和S4之間切換。常通信號分別在模式II、IV區(qū)間控制開關(guān)管S2和S1,輔助解耦電路的放電過程。由此可得S1～S4、R1、R2、PWM信號在(0,T)內(nèi)的邏輯關(guān)系,如圖7所示。

圖7 解耦電路驅(qū)動信號

S1、S2的驅(qū)動信號的周期為T,占空比為0.25,其中S2驅(qū)動信號的相位相較于S1滯后T/2。而S3和S4的驅(qū)動信號各分為3段,其特點皆為充電區(qū)間兩段,放電區(qū)間一段,放電區(qū)間的時間長度是充電區(qū)間的兩倍。開關(guān)管S1～S4的驅(qū)動信號可由R1、R2、PWM信號進行邏輯組合,其邏輯表達式為:

(14)

由此可知,S1、S2的驅(qū)動信號僅與方波信號R1、R2相關(guān),而S3、S4既與R1、R2相關(guān),又與PWM信號相關(guān)。故R1、R2信號控制S1～S4的協(xié)調(diào)工作,PWM信號控制系統(tǒng)的瞬時解耦功率。

3 控制策略

由于本文提出的四開關(guān)解耦電路并聯(lián)在逆變器系統(tǒng)的交流側(cè),此時解耦電路和逆變器系統(tǒng)的控制策略可獨立設(shè)計,下面將對解耦電路的控制策略進行設(shè)計。解耦電路開關(guān)管S1～S4的協(xié)調(diào)工作的邏輯時序與us(t)和Pd(t)的極性相關(guān),而PWM信號的占空比D(n)與Pd(t)的絕對值相關(guān)。在一個開關(guān)周期Ts內(nèi),逆變器主電路需解耦的能量W(n)控制PWM信號占空比D(n)大小,本文稱之為脈沖能量調(diào)制控制策略。

解耦電路在第n個開關(guān)周期[(n-1)Ts,nTs]內(nèi),需解耦的能量為

(15)

W(n)與負(fù)載電壓us(t)、負(fù)載電流is(t)相關(guān),故需對us(t)、is(t)進行實時采樣,以獲取解耦電路需解耦的能量。由于Pd(t)的周期為T/2,解耦電路在模式III、IV的充放電能量關(guān)系分別與模式I、II相同,故W(n)和PWM信號占空比滿足:

(16)

解耦電路在模式I、III的階段1從逆變器吸收的能量分別為W11(n),其表達式為

(17)

解耦電路在模式I、III的階段2從逆變器吸收的能量為W12(n),其表達式為

(18)

在充電區(qū)間的開關(guān)周期內(nèi),解耦電路從直流側(cè)吸收的能量W(n)的表達式為

W1(n)=W11(n)+W12(n)=

(19)

故模式I、III時,電流峰值ILd(n)表達式為

(20)

由此可推導(dǎo)出充電狀態(tài)下脈沖能量調(diào)制信號的占空比為

(21)

由于模式I、III的工作區(qū)間為(0,T/8)、(3T/8,5T/8)、(7T/8,T),故整數(shù)n的取值范圍為

(22)

解耦電路在模式II、IV的階段1從逆變器吸收的能量為W21(n),其表達式為

UDC(n)[UCd(n)-UDC(n)]×

(23)

解耦電路在模式II、IV的階段2從逆變器吸收的能量為W22(n),其表達式為

(24)

在放電區(qū)間的開關(guān)周期內(nèi),解耦電路向交流側(cè)釋放的能量為W2(n),其表達式為

W2(n)=W21(n)+W22(n)=

(25)

故電流峰值ILd(n)表達式為

(26)

由此可推導(dǎo)出充電狀態(tài)下脈沖能量調(diào)制信號的占空比為

(27)

由于模式II、IV的工作區(qū)間為(T/8,3T/8)、(5T/8,7T/8),因此整數(shù)n的取值范圍為

(28)

由式iLd(t)、ILd(n)的函數(shù)表達式斜率及可得解耦電感電流iLd(t)在單個工作周期T內(nèi)的理論波形,如圖8所示。

圖8 解耦電感電流iLd(t)

設(shè)a為負(fù)載電壓us(t)的任一零點時刻,b為a后下一相鄰零點時刻。在瞬時解耦功率Pd(t)的任一周期內(nèi),解耦電路分別工作于充電、放電、充電。在工作區(qū)間[a,b]內(nèi),QIa、QIb分別為解耦電路從主電路先后充電吸收的能量,QII為解耦電路向主電路釋放的能量,其表達式為:

(29)

設(shè)解耦電容電壓uCd(t)在零點時刻a、b處的電壓值分別為UCd(a)、UCd(b),其表達式滿足

(30)

設(shè)Uav為uCd(t)在零點時刻的目標(biāo)值,亦為uCd(t)直流偏置量的給定值。當(dāng)解耦電路穩(wěn)定運行時,uCd(t)在us(t)的零點時刻滿足UCd(a)=UCd(b)=Uav。在解耦電路運行過程中,需要對PWM信號的占空比D(n)在充、放電模式中分別增加比例系數(shù)KI、KII,其中,KI對解耦電路的充電過程進行調(diào)節(jié),控制主電路二倍頻脈動功率的吸收程度。KII對解耦電路的放電過程進行調(diào)節(jié),以維持解耦電路的穩(wěn)定。根據(jù)解耦電路充放電過程中的能量關(guān)系,可將其分為穩(wěn)態(tài)、啟動、不穩(wěn)定3種狀態(tài),如表3所示。

表3 解耦電路狀態(tài)

當(dāng)解耦電路處于啟動過程時,QII>QIb,解耦電路在逆變器正負(fù)半周期的解耦不對稱,系統(tǒng)通過減小KI或增大KII使得QIa、QIb趨近于相等。當(dāng)解耦電路出現(xiàn)QII>QIa+QIb,解耦電路為不穩(wěn)定狀態(tài),此時UCd(a)>UCd(b),需減小KII使系統(tǒng)達到穩(wěn)定。

4 仿真驗證

為驗證四開關(guān)功率解耦電路的理論分析的正確性,在表4仿真參數(shù)的基礎(chǔ)上進行仿真實驗。

表4 仿真參數(shù)

解耦電路穩(wěn)定運行時,iLd(t)和uCd(t)的仿真波形如圖9所示。在解耦電容電壓uCd(t)的一個工作周期(0.01 s)中,其動態(tài)趨勢為上升、下降、上升,其與主電路的能量交互過程為充電、放電、充電,而解耦電感電流與之對應(yīng)的模式為I、II、I(或III、IV、III)。uCd(t)為直流電壓,iLd(t)為交流電流,在充電時其上的的峰值電流為13 A,放電時的峰值電流為11 A。解耦電容uCd(t)上耦合了二次電壓紋波,其直流偏置量為350 V,峰峰值為78 V。

圖9 解耦電路波形

當(dāng)兩級式逆變器的直流側(cè)母線電容Cb為30 μF,且系統(tǒng)中四開關(guān)功率解耦電路不工作時,兩級式逆變器的的仿真結(jié)果如圖10所示。Cb作為系統(tǒng)主要儲能元件,吸收系統(tǒng)中的二倍頻脈動功率。Cb兩端電壓uDC(t)的直流偏置量為200 V,耦合的二次電壓紋波的峰峰值為106 V;直流側(cè)輸入電流Ib的平均值為4.2 A。逆變器輸出電壓Uinv高頻脈沖序列輸出幅值不均,負(fù)載電壓us(t)波形畸變。

圖10 解耦前主電路仿真波形

當(dāng)解耦電路開始運行后,逆變器系統(tǒng)中產(chǎn)生的二倍頻脈動功率脈動轉(zhuǎn)移至四開關(guān)解耦電路中,此時,解耦后的主電路仿真結(jié)果如圖11所示。母線電容電壓uDC(t)耦合的二次電壓紋波的峰峰值為14 V。直流側(cè)輸入電流Ib的平均值為4.58 A。逆變器輸出電壓Uinv高頻脈沖序列平直,且負(fù)載電壓us(t)波形接近正弦波。

圖11 解耦后主電路仿真波形

圖12(a)為解耦電路投入運行前,母線電容電壓uDC(t)吸收了100 Hz的紋波分量,其紋波含量為26.13%。圖12(b)為解耦電路投入運行后,二倍頻紋波分量得被有效抑制,電路的紋波含量為3.52%。

圖12 母線電壓uDC(t)的FFT分析

綜合以上仿真結(jié)果可知,兩級式逆變器系統(tǒng)中的母線電容的容值與其功率等級不匹配時,直流母線上的二次電壓紋波的峰峰值較大,與此同時,逆變器輸出電壓波形質(zhì)量較差。在該狀態(tài)下,將四開關(guān)解耦電路接入逆變器交流側(cè),系統(tǒng)中的二倍頻脈動功率轉(zhuǎn)移至解耦電容中,主電路中的二次電壓紋波的峰峰值大幅度降低,并且交流側(cè)的輸出波形質(zhì)量得到改善。

5 實驗驗證

在四開關(guān)解耦電路理論分析及仿真驗證的基礎(chǔ)上,搭建了一臺200 W的實驗樣機來進行該方案實驗驗證。該樣機的母線電容Cb和解耦電容Cd分別選取40、10 μF的薄膜電容,如圖13所示。實驗平臺參數(shù)見表5。

圖13 解耦電路實驗平臺

表5 實驗平臺參數(shù)

圖14為解耦電路開關(guān)管S1～S4的驅(qū)動信號波形分別。由圖可知,S1、S2的驅(qū)動信號占空比均為0.25,S3、S4的驅(qū)動信號各分為3段,其特點皆為兩段較短,一段較長。S3、S4在放電過程的PWM信號分別與和S1、S4的高電平相對應(yīng)。

圖14 解耦電路驅(qū)動信號

圖15為電感電流iLd和輸出電壓Uinv的實驗波形。在逆變器的一個運行周期T內(nèi),4種模態(tài)的電流分布順序是I、II、I、III、IV、III,且在各區(qū)間的區(qū)間長度比值為1∶2∶1∶1∶2∶1。解耦電感電流iLd在模式I、IV區(qū)間正向流動,而在模式II、III區(qū)間反向流動。

圖15 Uinv與iLd(t)的實驗波形

圖16為解耦電感電流iLd(t)、解耦電容電壓uCd(t)的實驗波形。圖中uCd(t)的直流偏置量為350 V。解耦電路工作時,解耦電容Cd儲存系統(tǒng)中的二倍頻脈動功率,uCd(t)在模式I、III時上升,在模式II、IV時下降,其上升和下降過程分別對應(yīng)解耦系統(tǒng)的充電和放電。uCd(t)的電壓波動范圍為290～392 V。解耦電容Cd上的二次電壓紋波的峰峰值為102 V,其頻率與瞬時解耦功率Pd(t)相同。

圖16 解耦電路波形

圖17(a)和圖17(b)分別為解耦電路未投入運行時的直流側(cè)和交流測電壓電流波形圖。由于解耦電路未運行,40 μF的母線電容為緩沖系統(tǒng)二倍頻脈動功率的主要儲能器件,故母線電容電壓耦合了二次電壓紋波。直流側(cè)母線電容電壓uDC(t)的直流偏置量為200 V,二次電壓紋波的峰峰值為70 V,由uDC(t)的頻譜分析可知,其100 Hz諧波含量為24 V。在兩級式逆變器的DC/DC環(huán)節(jié),將二倍頻脈動功率引入直流側(cè)母線電容,故直流側(cè)輸入電流保持平直,無大幅度的二倍頻電流波動。直流側(cè)輸入電流Ib的平均值為4.6 A。受直流母線側(cè)二次電壓紋波影響,Uinv高頻脈沖序列的輸出幅值不均勻,逆變器濾波前輸出電壓us(t)的波形質(zhì)量較差。

圖17 解耦電路投入運行前

圖18(a)和圖18(b)分別為解耦電路投入運行后,逆變器直流側(cè)輸入量和交流測輸出量的電壓電流的實驗波形。母線電容電壓uDC(t)的直流偏置量為200 V,二次電壓紋波的峰峰值為14 V。在uDC(t)的頻譜分析中,100 Hz諧波含量為5 V。由此可得,母線電容Cb上的二次電壓紋波的峰峰值下降了80%(由70 V降至14 V)。直流側(cè)輸入電流Ib的平均值為4.8 A。從圖中可以看出,在濾波前輸出電壓Uinv的高頻脈沖序列平穩(wěn),負(fù)載電壓us(t)波形質(zhì)量接近正弦波。

圖18 解耦電路投入運行后

為測試四開關(guān)解耦電路對直流側(cè)母線電容Cb容值的減小程度,在圖13實驗平臺中,斷開四開關(guān)解耦電路的連接,兩級式逆變器選用不同容值的電容進行解耦效果測試。測試結(jié)果表明,220 μF電解電容對二倍頻脈動功率的吸收效果與四開關(guān)功率解耦電路相同,實驗測試結(jié)果如圖19所示。

圖19 大電解電容方案

綜合上述的試驗結(jié)論可以得出,小體積薄膜電容若作為母線電容連接二級式逆變器系統(tǒng),將造成交流側(cè)輸出電流波形的失真,從而增加了直流側(cè)二次紋波擺幅。逆變器的雙側(cè)并聯(lián)電源解耦系統(tǒng)可有效控制直流側(cè)二次紋波分量,緩解因小體積薄膜電容而產(chǎn)生的交流側(cè)輸出電流畸變。

6 結(jié) 論

本文采用并聯(lián)于交流側(cè)的四開關(guān)有源功率解耦電路進行單相逆變器二倍頻脈動功率的緩沖。首先,通過討論解耦電路的工作模式得到4個開關(guān)管的控制時序和控制邏輯關(guān)系,發(fā)現(xiàn)每一時刻只有其中一個開關(guān)管需要高頻控制且其控制脈沖寬度與需要緩沖的瞬時能量值有關(guān)。其次,基于脈沖寬度與瞬時能量之間的關(guān)系,設(shè)計了脈沖能量調(diào)制策略,從而對四個不同工作模式下的瞬時能量進行精準(zhǔn)補償。最后,搭建了Simulink仿真平臺及200 W基于四開關(guān)解耦電路的逆變器實驗樣機。仿真和實驗表明,當(dāng)采用四開關(guān)解耦電路時,逆變器僅需40 μF母線電容和10 μF解耦電容即可與傳統(tǒng)逆變器中220 μF電解電容的解耦效果相同。因此,采用四開關(guān)功率解耦電路后,單向逆變器的直流側(cè)低頻諧波不再依賴于大電解電容抑制,從而提高了系統(tǒng)的可靠性,延長了系統(tǒng)的使用壽命。