張 淼，關(guān)意川，馮春壽，文俊銘，吳事煜

（廣東工業(yè)大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院， 廣東 廣州 510006）

隨著電力電子技術(shù)的快速發(fā)展，非線性負(fù)載使得電網(wǎng)電流產(chǎn)生畸變，造成嚴(yán)重的諧波污染[1]。有源電力濾波器(Active Power Filter，APF)作為一種有效的諧波抑制、無(wú)功補(bǔ)償手段，被廣泛應(yīng)用于諧波治理場(chǎng)合[2-4]。傳統(tǒng)APF由三相橋式電壓源逆變器和直流電容組成，其拓?fù)湫枰ヅ渥儔浩骱痛罅康挠性撮_(kāi)關(guān)器件，導(dǎo)致補(bǔ)償裝置體積大、成本高昂，使其應(yīng)用受到限制[5-6]，因此簡(jiǎn)化APF結(jié)構(gòu)，降低其成本具有重要的研究意義。

文獻(xiàn)[7-8]提出了一種兩相三線制的變流器，通過(guò)兩個(gè)電感與三相三線制變流器連接，簡(jiǎn)化了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但該結(jié)構(gòu)需要匹配大型變壓器，工程造價(jià)高且僅適用于電力機(jī)車(chē)負(fù)載等場(chǎng)合。文獻(xiàn)[9-11]提出了一種新型的三相四開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)用于三相并聯(lián)型APF，減少了開(kāi)關(guān)器件的數(shù)量，降低系統(tǒng)成本，但這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的直流側(cè)電壓必須高于兩倍電網(wǎng)線電壓的峰值，電壓過(guò)高會(huì)加大系統(tǒng)的運(yùn)行負(fù)擔(dān)。文獻(xiàn)[12-13]采用了將多組無(wú)源濾波器(Passive Filter，PF)與APF結(jié)合來(lái)進(jìn)行補(bǔ)償，彌補(bǔ)了PF只能補(bǔ)償特定次諧波的缺點(diǎn)，但該拓?fù)渌鑀F器件較多，系統(tǒng)較為復(fù)雜，裝置體積大。

針對(duì)上述APF拓?fù)鋸?fù)雜以及裝置成本過(guò)高的問(wèn)題，本文提出一種不對(duì)稱(chēng)拓?fù)涞膯握{(diào)諧混合有源電力濾波器，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由兩相單調(diào)諧的LC式無(wú)源濾波器與三相變流器串聯(lián)后并入帶有非線性負(fù)載的電網(wǎng)，減少了一相LC無(wú)源濾波器，在保留原有補(bǔ)償能力的情況下，降低裝置成本并簡(jiǎn)化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，也使得控制設(shè)計(jì)變得簡(jiǎn)單，降低系統(tǒng)復(fù)雜度。最后，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性。

1 不對(duì)稱(chēng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

1.1 拓?fù)洳粚?duì)稱(chēng)的HAPF結(jié)構(gòu)

本文提出一種不對(duì)稱(chēng)拓?fù)涞膯握{(diào)諧混合有源濾波器，如圖1所示。不對(duì)稱(chēng)拓?fù)淇蛇x取三相中的任一相作為缺少濾波器件的支路，本文選取B相支路作為不對(duì)稱(chēng)相。該結(jié)構(gòu)由兩相LC串聯(lián)式的無(wú)源濾波器與三相變流器串聯(lián)而成，其中變流器的B相直接與電網(wǎng)B相連接。LC無(wú)源濾波器對(duì)于基波而言阻抗較大，能承受大部分基波電壓，使變流器承受的基波電壓減小，相比于單電感結(jié)構(gòu)，降低了APF的容量和直流側(cè)電壓。

圖1 拓?fù)洳粚?duì)稱(chēng)的混合型有源電力濾波器Fig.1 Asymmetric topology of hybrid active power filter

圖1中usa、usb、usc表示電網(wǎng)側(cè)三相電壓，Ls表示等效電網(wǎng)電感，isa、isb、isc表示網(wǎng)側(cè)三相電流，iLa、iLb、iLc為負(fù)載三相電流，Cdc表示直流側(cè)電容，Udc為直流側(cè)電容電壓，電感LF與電容CF共同組成LC無(wú)源濾波器，R表示器件內(nèi)阻，補(bǔ)償電流為iFa、iFb、iFc。

1.2 LC無(wú)源濾波器的調(diào)諧次數(shù)選取

LC無(wú)源濾波器在特定頻率下發(fā)生串聯(lián)諧振，呈現(xiàn)低阻抗，適當(dāng)選取LF和CF的參數(shù)能夠?qū)崿F(xiàn)更好的補(bǔ)償性能。在三相不控整流電路接入電網(wǎng)時(shí)，主要產(chǎn)生6k±1次的諧波，調(diào)諧頻率選取公式為

式中：fn是n次諧波頻率，由于5次諧波最高，為得到更好的補(bǔ)償效果，本文選取5次調(diào)諧頻率f5=250 Hz，在該頻率下，無(wú)源濾波器有較高的基波阻抗和較低的5次諧波阻抗，對(duì)高頻諧波呈高阻抗，能夠有效減少變流器的開(kāi)關(guān)紋波(20 kHz)注入電網(wǎng)，無(wú)需加裝高頻諧波濾波器。

1.3 工作原理及濾波特性

圖2為不對(duì)稱(chēng)拓?fù)涞腍APF諧波等效電路，其中ush為電網(wǎng)電壓us的諧波電壓分量。Zsh為電網(wǎng)側(cè)的等效阻抗，ish為電網(wǎng)側(cè)的諧波電流，iLh為負(fù)載諧波電流，iFa、iFb、iFc為補(bǔ)償電流，ZF為濾波電路阻抗，UFa、UFb、UFc為變流器交流側(cè)輸出電壓。

圖2 不對(duì)稱(chēng)拓?fù)涞腍APF諧波等效電路Fig.2 Harmonic equivalent circuit of HAPF with Asymmetric topology

將變流器側(cè)等效為一個(gè)受控電壓源，其電壓UF=Kish，其中K為增益系數(shù)。由等效圖可得，A、C兩相具有相同的結(jié)構(gòu)，根據(jù)基爾霍夫電壓電流定律可得

當(dāng)只補(bǔ)償電網(wǎng)電壓諧波時(shí)，iLh=0，由式(2)得

當(dāng)只補(bǔ)償電網(wǎng)電流諧波時(shí)，ush=0，由式(2)得

式(3)和式(4)由疊加定理得

式中：ZF=sLF+1/(sCF) ，Zsh=sLs，并聯(lián)型的APF主要補(bǔ)償電網(wǎng)電流諧波，在不考慮電網(wǎng)電壓畸變下，電網(wǎng)電壓諧波ush=0。由式(5)可知，將變流器控制成電壓源后，相當(dāng)于在電網(wǎng)側(cè)串聯(lián)一個(gè)阻值為K的電阻，迫使電網(wǎng)中的諧波電流流入PF支路，達(dá)到補(bǔ)償電網(wǎng)諧波的目的，其等效圖如圖3所示。要使電網(wǎng)電流的諧波ish得到抑制，則需增大K值，理想狀態(tài)下K趨于無(wú)窮大時(shí)，ish=0。

圖3 K值諧波等效電路圖Fig.3 Harmonic equivalent circuit of K value

取LF=2 mH，CF=200 μF，由式(4)可得如圖4所示的濾波特性圖，當(dāng)僅使用PF補(bǔ)償時(shí)，K=0，在250 Hz頻率處增益大于零，發(fā)生諧波放大現(xiàn)象，對(duì)電網(wǎng)諧波的補(bǔ)償效果差；當(dāng)K>0時(shí)，電網(wǎng)側(cè)的諧波阻尼增加，增益小于零，對(duì)ish的抑制變大。由圖4可看出在5次諧振頻率抑制最大，當(dāng)K值越大，抑制效果越明顯。

圖4 濾波特性Fig.4 Filtering characteristics

以上情況為不對(duì)稱(chēng)拓?fù)銱APF的A、C兩相的等效分析，B相支路缺少LC濾波器，可以根據(jù)另外兩相求得補(bǔ)償量，在三相對(duì)稱(chēng)的電網(wǎng)下，三相電流有以下約束關(guān)系，即三相電流之和為零。

對(duì)于諧波等效電路，也有

當(dāng)A、C兩相的電流得到補(bǔ)償后，isha和ishc為零，由式(7)知ishb也相應(yīng)為零，此時(shí)B相APF的控制電壓可表示為

2 控制方法

2.1 電流控制

本文采用一種電網(wǎng)電流反饋的控制策略[14]，通過(guò)ip-iq諧波檢測(cè)法[15]檢測(cè)電網(wǎng)諧波isha、ishb、ishc，再使A、C兩相的諧波isha、ishc乘以系數(shù)K，得到A相和C相的調(diào)制電壓量后，再由式(8)求出B相的調(diào)制電壓，最后通過(guò)脈沖寬度調(diào)制發(fā)出脈沖信號(hào)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管通斷，系統(tǒng)控制框圖如圖5所示。

圖5 系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.5 Block diagram of the system control

2.2 直流側(cè)電壓控制

直流側(cè)采用PI控制器來(lái)維持電容電壓的穩(wěn)定，控制框圖如圖5所示，PI控制器的公式為

式中：Kp為比例系數(shù)，Ki為積分系數(shù)。直流側(cè)電壓期望值U*dc減去Udc后的差值輸入PI控制器，由于LC濾波器對(duì)基波呈容性，導(dǎo)致補(bǔ)償電流超前于耦合點(diǎn)電壓，故PI控制器輸出的Δiq要疊加到諧波檢測(cè)中無(wú)功電流的直流分量上，再通過(guò)坐標(biāo)反變換得到含有一定有功分量的諧波指令值，使APF輸出一個(gè)與補(bǔ)償電流同相位的電壓，從而產(chǎn)生有功功率控制直流側(cè)電壓。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 仿真驗(yàn)證

用Matlab/Simulink搭建系統(tǒng)仿真模型，驗(yàn)證該拓?fù)浼捌淇刂频目尚行裕抡嬷须娋W(wǎng)線電壓為380V，電網(wǎng)分布電感為0.21 mH，主電路電感LF=2 mH，電容CF=200 μF，非線性負(fù)載為不控整流橋帶15 Ω純電阻負(fù)載，直流側(cè)電容Cdc=3 300 μF，直流側(cè)電壓控制在500 V。

由圖6知，補(bǔ)償前電網(wǎng)電流畸變嚴(yán)重，諧波畸變率達(dá)到26.22%。圖7為補(bǔ)償后電流波形及頻譜，補(bǔ)償后三相電流為正弦波，A相和B相的總諧波畸變率(Total Harmonic Distortion，THD)分別為2.51%、2.91%，可見(jiàn)在拓?fù)洳粚?duì)稱(chēng)的情況下，該裝置仍具有補(bǔ)償諧波的能力，且三相電流的THD均滿足5%以下的標(biāo)準(zhǔn)。

圖6 補(bǔ)償前電網(wǎng)電流及頻譜Fig.6 Grid side current waveform without compensation and frequency spectrum

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證該不對(duì)稱(chēng)拓?fù)涞目尚行?，搭建一套?shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖8所示。控制模塊采用TMS320F28335浮點(diǎn)型DSP處理器，非線性負(fù)載采用三相不控整流帶25Ω純電阻負(fù)載，樣機(jī)參數(shù)如表1所示。

表1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Table 1 experiment parameters

圖8 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.8 Experiment prototype

圖9(a) 給出的實(shí)驗(yàn)波形分別是A相負(fù)載電流iLa、電網(wǎng)電流isa和APF注入的諧波電流iFa。補(bǔ)償前電網(wǎng)電流波形畸變嚴(yán)重，THD達(dá)到25.9%。圖9(b)為補(bǔ)償后三相電流波形，可見(jiàn)三相波形呈正弦波，三相對(duì)稱(chēng)。由圖10知A相、B相和C相的THD分別為4.16%、4.89%、4.68%，電流畸變率大大降低，證明了不對(duì)稱(chēng)拓?fù)涞腍APF在缺少B相濾波器件的情況下，具備諧波補(bǔ)償能力。

圖9 實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms

圖10 補(bǔ)償后電網(wǎng)電流頻譜Fig.10 Grid side current with compensation and frequency spectrum

圖11為直流側(cè)電容電壓波形圖，開(kāi)啟裝置后電容充電使電壓逐漸上升，在PI控制器調(diào)節(jié)下，上升平穩(wěn)，無(wú)超調(diào)，最終穩(wěn)定于150V，波動(dòng)幅度很小。

圖11 直流側(cè)電壓Fig.11 DC-link voltage

4 結(jié)論

本文提出了一種不對(duì)稱(chēng)拓?fù)涞腍APF，與傳統(tǒng)的三相HAPF相比，減少了其中一相濾波電路的器件，使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)更加簡(jiǎn)單，降低了整個(gè)系統(tǒng)的成本；文中詳細(xì)分析不對(duì)稱(chēng)HAPF的濾波原理和特性，并利用三相電流的約束關(guān)系，控制上僅需考慮兩相電流，簡(jiǎn)化了控制器的設(shè)計(jì)，提高系統(tǒng)性能，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可行性。補(bǔ)償后電網(wǎng)電流THD降低到5%以?xún)?nèi)，達(dá)到電網(wǎng)運(yùn)行標(biāo)準(zhǔn)。