李雪婷,李小龍,李財(cái)品,鐘蘇川,季袁冬,李 彬*

(1. 四川大學(xué) 空天科學(xué)與工程學(xué)院, 四川 成都 610065) (2. 機(jī)器人衛(wèi)星四川省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 四川 成都 610065) (3. 電子科技大學(xué) 信息與通信工程學(xué)院, 四川 成都 611731) (4. 中國(guó)空間技術(shù)研究院西安分院, 陜西 西安 710100)

0 引 言

隨著無(wú)線通信頻段向毫米波、太赫茲及可見(jiàn)光等更高頻段發(fā)展,同時(shí),無(wú)線通信與無(wú)線感知在系統(tǒng)設(shè)計(jì)、信號(hào)處理以及數(shù)據(jù)處理等方面具有越來(lái)越多的相似性,使用同一套設(shè)備或共享部分設(shè)備實(shí)現(xiàn)通感一體化,是未來(lái)發(fā)展的必然趨勢(shì)[1-2]。通感一體化技術(shù)的發(fā)展過(guò)程主要可分為業(yè)務(wù)共存階段、能力互助階段和網(wǎng)絡(luò)互惠階段[3]。

(1) 業(yè)務(wù)共存階段是指通信系統(tǒng)與感知系統(tǒng)在硬件上可實(shí)現(xiàn)共用,并且可以通過(guò)時(shí)分方式或者頻分方式來(lái)提高硬件的利用率,減小系統(tǒng)整體體積,降低系統(tǒng)成本。但此階段通信模塊、感知模塊仍然存在相互制約、資源利用率低的問(wèn)題。

(2) 能力互助階段是指通信系統(tǒng)、感知系統(tǒng)在硬件上可實(shí)現(xiàn)共用,且在波形設(shè)計(jì)、信號(hào)接收、信號(hào)處理等方面也可以實(shí)現(xiàn)一體化設(shè)計(jì)。此時(shí),通信系統(tǒng)、感知系統(tǒng)進(jìn)一步融合,實(shí)現(xiàn)信息共享、頻譜復(fù)用。

(3) 網(wǎng)絡(luò)互惠階段是指在通信系統(tǒng)、感知系統(tǒng)融合的基礎(chǔ)之上,進(jìn)一步地提升一體化波形融合設(shè)計(jì)、消除系統(tǒng)干擾,最終實(shí)現(xiàn)通感一體化通信性能、感知性能協(xié)同提升。

迄今為止,現(xiàn)存的通感一體化波形可分為以下三種形式:(1)獨(dú)立產(chǎn)生雷達(dá)信號(hào)與通信信號(hào),通過(guò)將這兩種信號(hào)疊加來(lái)獲得共享信號(hào)[4];(2)先產(chǎn)生雷達(dá)信號(hào),然后將通信信息調(diào)制到雷達(dá)信號(hào)上,以此獲得共享信號(hào)[5];(3)先產(chǎn)生通信信號(hào),然后基于通信信號(hào)實(shí)現(xiàn)雷達(dá)功能[6]。

在眾多的通感一體化波形中,正交頻分復(fù)用(OFDM)波形由于其頻譜利用率高、可以有效抵抗多徑效應(yīng)、子載波調(diào)制方式靈活、易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于通感一體化波形設(shè)計(jì)中。然而,傳統(tǒng)的OFDM通感一體化波形存在一些制約通感一體化性能的缺點(diǎn)因素例如,被廣泛應(yīng)用的循環(huán)前綴正交頻分復(fù)用(CP-OFDM)波形,由于其采用循環(huán)前綴(CP),可以有效加強(qiáng)抗多徑干擾性能,但也因此降低了能量利用率,及易引起雷達(dá)探測(cè)虛假目標(biāo)[7-9]。

針對(duì)上述問(wèn)題,文獻(xiàn)[10]提出了一種基于OFDM-chirp的雷達(dá)通信一體化波形設(shè)計(jì)與處理方法,通過(guò)使用空白保護(hù)間隔替代循環(huán)前綴CP,可以有效抵抗多徑效應(yīng),同時(shí)避免了由于循環(huán)前綴引入的虛假目標(biāo),且防止載波間干擾和符號(hào)間干擾。盡管該方法通過(guò)使用空白保護(hù)間隔代替了循環(huán)前綴CP,提高了頻譜利用率,但從時(shí)間資源上來(lái)看,空白保護(hù)間隔的傳輸仍然占用了一定的時(shí)間資源,且相較于CP-OFDM,其距離旁瓣抑制性能有所下降。

因此,本文提出了一種基于偏移正交幅度調(diào)制-正交頻分復(fù)用(OQAM-OFDM)的通感一體化波形設(shè)計(jì)方法,該方法無(wú)需使用循環(huán)前綴就可以有效抵抗多徑干擾,由于不需添加循環(huán)前綴,因此避免了雷達(dá)探測(cè)過(guò)程中出現(xiàn)的虛假目標(biāo),在提高能量使用率的同時(shí)提高了頻譜利用率。與此同時(shí),OQAM-OFDM還具有頻譜帶外泄露低、多普勒頻移包容性高易于檢測(cè)運(yùn)動(dòng)目標(biāo)的優(yōu)點(diǎn)。其次,為了進(jìn)一步提升通感一體化系統(tǒng)整體性能,本文以最大化雷達(dá)脈沖壓縮輸出信噪比、通信解調(diào)輸出信噪比為目標(biāo)函數(shù),建立一種基于Pareto多目標(biāo)優(yōu)化的OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化方法,通過(guò)優(yōu)化設(shè)計(jì)OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù),協(xié)同提高通感一體化系統(tǒng)的通信信噪比和雷達(dá)信噪比,從而提升通感一體化系統(tǒng)整體性能。

1 信號(hào)模型

通感一體化系統(tǒng)通常包括通感一體化基站、雷達(dá)探測(cè)目標(biāo)、通信用戶以及相應(yīng)的信息通信信道和傳輸鏈路,其系統(tǒng)示意圖如圖1所示。通感一體化系統(tǒng)通過(guò)共用一套硬件設(shè)備及共用波形,利用通感一體化基站與目標(biāo)和用戶間的信號(hào)傳遞與處理,同時(shí)完成目標(biāo)探測(cè)與用戶通信的目的。在本文中,我們考慮使用OQAM-OFDM波形[11-14],它具有一般OFDM[15-17]波形的優(yōu)點(diǎn),同時(shí)具有以下特點(diǎn):(1)OQAM-OFDM波形將復(fù)數(shù)據(jù)的實(shí)部與虛部分開(kāi)發(fā)射且實(shí)數(shù)部分與虛數(shù)部分相互間隔,利用虛數(shù)與實(shí)數(shù)之間的正交性解決相鄰子載波間的干擾,故而其對(duì)各子載波間正交性要求較低;(2)OQAM-OFDM波形通常采用原型濾波器,具有更低的頻域旁瓣,對(duì)多普勒頻移具有更低的敏感性;(3)由于其不需使用循環(huán)前綴即可有效抵抗多徑干擾,提高了能量利用率和頻譜使用效率。圖2分別給出了一般的OFDM波形、CP-OFDM波形、添加空白保護(hù)間隔的OFDM波形、以及OQAM-OFDM波形的抗碼間串?dāng)_原理圖。

圖1 通感一體化系統(tǒng)示意圖Fig.1 Schematic diagram of radar-communication integrated system

圖2 不同一體化波形抗符號(hào)間干擾原理圖Fig.2 Schematic diagram of anti symbol interference for different integrated waveform

假設(shè)OQAM-OFDM信號(hào)的子載波個(gè)數(shù)為K,傳送的符號(hào)數(shù)為2M,采用二元相移鍵控調(diào)制方法(BPSK),那么發(fā)射機(jī)發(fā)射的OQAM-OFDM通感一體化信號(hào)可以寫(xiě)為

i=0,1,…,L,-1

(1)

式中:h(·)表示發(fā)射端的原型濾波器;αk為OQAM-OFDM各子載波的權(quán)重系數(shù);相位φk,m可以表示為

(2)

式中:θk,m′(m′=0,1,…,M-1)為OQAM-OFDM信號(hào)攜帶的通信信息。由于OQAM-OFDM信號(hào)通過(guò)相鄰信號(hào)間隔發(fā)射數(shù)據(jù)的實(shí)部和虛部,以此完成完整數(shù)據(jù)的發(fā)射,完整數(shù)據(jù)可以表示為

ck,m′=cosθk,m′+jsinθk,m′

(3)

(4)

(5)

從通信系統(tǒng)來(lái)看,假設(shè)無(wú)線信道為多徑衰落信道,信道噪聲信息已知。那么,通感一體化基站接收到的信號(hào)可看作是通信系統(tǒng)傳輸信號(hào)與信道響應(yīng)間的卷積,可以表示為

(6)

(7)

2 OQAM-OFDM通感一體化波形設(shè)計(jì)方法

通感一體化基站接收到傳遞來(lái)的信號(hào)后,通過(guò)通信解調(diào)恢復(fù)出信源信息,從而完成通信功能;通過(guò)雷達(dá)脈沖壓縮,估計(jì)出目標(biāo)參數(shù),從而完成目標(biāo)探測(cè)功能。其中,基于OQAM-OFDM波形的通信系統(tǒng)通常采用的頻域信道估計(jì)方法是采用如圖3所示的導(dǎo)頻序列完成的,其中a0、a2是元素均為0的列向量,用于抵抗符號(hào)間干擾,向量a1用于完成信道估計(jì)[18]。

圖3 OQAM-OFDM一體化波形導(dǎo)頻序列Fig.3 Pilot sequence of OQAM-OFDM integrated waveform

下面分別就基于OQAM-OFDM通感一體化波形的通信解調(diào)和雷達(dá)脈沖壓縮信號(hào)處理過(guò)程進(jìn)行進(jìn)一步介紹,同時(shí)給出基于Pareto多目標(biāo)優(yōu)化的OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化的通感一體化波形優(yōu)化設(shè)計(jì)方法。

2.1 基于OQAM-OFDM的通感一體化波形通信解調(diào)處理

通感一體化基站獲得傳遞來(lái)的信息后,為了恢復(fù)出信源信息,首先將信號(hào)進(jìn)行通信解調(diào),這里考慮采用二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)解調(diào)方法,考慮對(duì)式(6)信號(hào)解調(diào)后的信號(hào)表示為

(8)

式中:yk,m表示通過(guò)接收端信號(hào)處理對(duì)通信系統(tǒng)第k個(gè)子載波、第m個(gè)符號(hào)的估計(jì)值。將式(6)帶入式(8)可得式(9)。

(9)

(10)

將式(8)簡(jiǎn)寫(xiě)為

(11)

(12)

(13)

(14)

根據(jù)式(11),可以得到

(15)

那么,發(fā)射復(fù)信息的估計(jì)可以由式(16)獲得。而每個(gè)子載波的輸出SNR如式(17)所示。

m′=0,1,…,M-1

(16)

(17)

由于ck,m′與OQAM-OFDM通感一體化波形的子載波權(quán)重系數(shù)αk相關(guān),可以通過(guò)合理設(shè)計(jì)優(yōu)化子載波權(quán)重系數(shù)αk來(lái)調(diào)節(jié)通信系統(tǒng)的信號(hào)解調(diào)輸出信噪比。

2.2 基于OQAM-OFDM通感一體化波形雷達(dá)脈沖壓縮處理

根據(jù)式(4),將雷達(dá)接收信號(hào)簡(jiǎn)化為如下形式

r=Sh+w

(18)

(19)

(20)

其中,(SHS)-1SHw表示噪聲項(xiàng),雷達(dá)脈沖壓縮后的噪聲期望為

E[(SHS)-1SHw]=(SHS)-1SHE[w]=0

(21)

噪聲協(xié)方差為

C=E[((SHS)-1SHw)((SHS)-1SHw)H]-

[(SHS)-1SHw](E[((SHS)-1SHw)H])=

(SHS)-1SHE[wwH]S((SHS)-1)H=

(22)

因此,第r個(gè)距離單元的輸出信噪比(SNR)可以表示為

(23)

2.3 基于Pareto多目標(biāo)優(yōu)化的OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化方法

Pareto多目標(biāo)優(yōu)化問(wèn)題的目標(biāo)函數(shù)可以寫(xiě)為

(24)

為了求解上述多目標(biāo)優(yōu)化問(wèn)題,本文采用多目標(biāo)粒子群(MOPSO)算法對(duì)多目標(biāo)函數(shù)進(jìn)行尋優(yōu)。粒子群算法流程圖如圖4所示。

假設(shè)MOPSO算法使用N個(gè)粒子進(jìn)行搜索,則粒子群算法從每個(gè)粒子的初始位置開(kāi)始尋優(yōu)搜索,每個(gè)粒子的位置代表OQAM-OFDM波形各子載波權(quán)重系數(shù)的一種情況。N個(gè)粒子根據(jù)式(25)和式(26)進(jìn)行更新迭代。

vs(i+1)=ω(i)·vs(i)+c1·r1·(ps(i)-ηs(i))+

c2·r2·(pg(i)-ηs(i))

(25)

ηs(i+1)=ηs(i)+vs(i+1)

(26)

式中:vs表示該粒子當(dāng)前速度,粒子在搜索中,搜索到粒子個(gè)體最優(yōu)位置ps以及所有粒子搜索到的全局最優(yōu)位置pg來(lái)調(diào)整自己的速度;w(i)是一個(gè)隨時(shí)間變化的折疊因子;c1、c2為學(xué)習(xí)因子,是正常數(shù)(通常設(shè)置為2);r1和r2是隨機(jī)數(shù)(取值區(qū)間為「0,1?)。然后,所有粒子通過(guò)式(27)和式(28)進(jìn)行個(gè)體最優(yōu)與全局最優(yōu)間更新。

(27)

(28)

通過(guò)MOPSO算法對(duì)上述Pareto多目標(biāo)優(yōu)化問(wèn)題的求解,可以獲得一系列的OQAM-OFDM各子載波權(quán)重系數(shù)的非支配解,從而得到不同應(yīng)用場(chǎng)景下的最優(yōu)和,以協(xié)同提高通感一體化整體性能。

3 仿真實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證OQAM-OFDM通感一體化波形在雷達(dá)脈沖壓縮距離旁瓣抑制、以及多普勒頻偏敏感性方面的性能,本節(jié)將OQAM-OFDM通感一體化波形與CP-OFDM一體化波形、以及以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形進(jìn)行對(duì)比,通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證三種一體化波形在距離旁瓣抑制、多普勒頻偏包容性方面的性能。

同時(shí),為了驗(yàn)證本文所提的基于Pareto多目標(biāo)優(yōu)化的OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化算法對(duì)通感一體化性能提升的影響和作用,同樣以O(shè)QAM-OFDM一體化波形、CP-OFDM一體化波形、以及以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形進(jìn)行對(duì)比,并以通信誤碼率、吞吐率和雷達(dá)脈沖壓縮輸出積分旁瓣比(ISLR)、峰值旁瓣比(PSLR)為對(duì)比性能指標(biāo),驗(yàn)證基于Pareto多目標(biāo)優(yōu)化的OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化算法對(duì)通感一體化性能的改善效果。

3.1 距離旁瓣抑制及多普勒頻偏敏感性對(duì)比分析

在本小節(jié)中,考慮對(duì)比OQAM-OFDM一體化波形、CP-OFDM一體化波形、以及以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形在雷達(dá)脈沖壓縮距離旁瓣抑制和多普勒頻偏包容性方面的對(duì)比和分析。本小節(jié)仿真參數(shù)設(shè)置如表1所示。

表1 仿真參數(shù)設(shè)置Tab.1 Simulation parameter settings

從圖5可以看出,不同接收機(jī)輸入信噪比(SNR=-20 dB、SNR=0 dB、SNR=20 dB)對(duì)三種通感一體化波形的距離旁瓣抑制效果影響不大,但隨著OFDM子載波數(shù)目增多,OQAM-OFDM一體化波形及以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能逐漸趨優(yōu),且與CP-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能的差距逐漸變小。當(dāng)子載波數(shù)目由N=5 120增大到N=12 800時(shí),OQAM-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能與CP-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能由相差縮小到相差左右,而此時(shí)以空白保護(hù)間隔為前綴的一體化波形與CP-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能由相差縮小到相差左右。在此過(guò)程中,OQAM-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能始終優(yōu)于以空白保護(hù)間隔為前綴的一體化波形。

圖5 三種一體化波形在不同輸入信噪比及子載波數(shù)目下的雷達(dá)脈沖壓縮結(jié)果對(duì)比Fig.5 Comparison of radar pulse compression results under different SNR and subcarriers

同時(shí),通過(guò)觀察圖5中的a)、b)、c)可以發(fā)現(xiàn)在子載波數(shù)目為N=5 120時(shí),三種波形的距離旁瓣較主瓣幅度下降分別為約-65 dB、-85 dB、-100 dB,而在子載波數(shù)目增加到N=12 800時(shí),三種波形的距離旁瓣進(jìn)一步下降到約-75 dB、-95 dB、-100 dB。在現(xiàn)實(shí)目標(biāo)檢測(cè)場(chǎng)景中,如果強(qiáng)目標(biāo)的距離旁瓣較高,那么弱目標(biāo)容易淹沒(méi)在強(qiáng)目標(biāo)的高距離旁瓣中,出現(xiàn)微弱目標(biāo)漏檢的情況。然而,現(xiàn)實(shí)情況下,強(qiáng)弱目標(biāo)幅度相差50 dB或者更多的情況是較少出現(xiàn)的,因此,采用本文所對(duì)比的這三種一體化波形進(jìn)行目標(biāo)檢測(cè),均不會(huì)出現(xiàn)微弱目標(biāo)淹沒(méi)在強(qiáng)目標(biāo)距離旁瓣中的情況。

圖6給出了不同接收機(jī)輸入信噪比SNR=-20 dB、SNR=0 dB、SNR=20 dB下,OQAM-OFDM一體化波形、CP-OFDM一體化波形、以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形的多普勒偏移敏感度。我們以積分旁瓣比(ISLR)和峰值旁瓣比(PSLR)作為雷達(dá)脈沖壓縮性能評(píng)價(jià)指標(biāo),在不同多普勒偏移fd下的大小作為衡量三種一體化波形對(duì)多普勒偏移的敏感性。其中,Δf表示子載波間隔,PSLR和ISLR為

圖6 不同接收機(jī)輸入信噪比及不同子載波數(shù)目下的多普勒敏感性分析對(duì)比Fig.6 Comparison of Doppler sensitivity under different receiver input SNR and different subcarriers

(29)

(30)

式中:Φ表示旁瓣的集合;LΦ表示旁瓣的長(zhǎng)度;Ψ表示主瓣的集合;LΨ表示主瓣的長(zhǎng)度。

結(jié)果表明,在不同接收機(jī)輸入信噪比下(SNR=-20 dB、SNR=0 dB、SNR=20 dB),CP-OFDM一體化波形在較小多普勒相對(duì)偏移量fd/Δf<5%下,其PSLR及ISLR性能均優(yōu)于OQAM-OFDM和以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形。當(dāng)多普勒偏移逐漸增大時(shí),OQAM-OFDM一體化波形的PSLR、ISLR性能優(yōu)于CP-OFDM一體化波形和以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形。且隨著fd/Δf的不斷增大,優(yōu)勢(shì)逐漸明顯,當(dāng)fd/Δf≥65%時(shí),CP-OFDM一體化波形及以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形的ISLR和PSLR逐漸增大且呈現(xiàn)發(fā)散狀態(tài),而OQAM-OFDM一體化波形的PSLR和ISLR呈收斂狀態(tài)。因此,通過(guò)仿真驗(yàn)證可以發(fā)現(xiàn),隨著多普勒偏移的不斷增大,OQAM-OFDM一體化波形表現(xiàn)出越來(lái)越好的多普勒頻偏包容性。

3.2 基于Pareto多目標(biāo)優(yōu)化的OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化算法仿真分析

為了進(jìn)一步提高通感一體化性能,本文提出了基于Pareto多目標(biāo)優(yōu)化的OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化算法。如圖7所示,是通過(guò)粒子群算法求解出的Pareto多目標(biāo)優(yōu)化問(wèn)題的非支配解集,解集中的每一個(gè)點(diǎn)都表示在當(dāng)前狀態(tài)下所能得到的最優(yōu)通信解調(diào)輸出SNR和最優(yōu)雷達(dá)脈沖壓縮輸出SNR。

圖7 Pareto多目標(biāo)優(yōu)化非支配解集Fig.7 Pareto multi-objective non dominated solution set

γO(γ!)*(4N)!+γ2*O((γ-1)!)*(4N)!

(31)

16γO(γ!)*N2+16γ2*O((γ-1)!)*N2

(32)

It(3N+1 040γ2N2+16γO(γ!)*N+16γ2*

O((γ-1)!)*N2+7S+4NS)

(33)

It(3N+65γ2(4N)!+γO(γ!)*(4N)!γ2*

O((γ-1)!)*(4N)!+3S)

(34)

為了驗(yàn)證基于Pareto多目標(biāo)優(yōu)化的OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化算法對(duì)通感一體化性能的影響,我們?nèi)》侵浣饧械囊环N情況(一組子載波加權(quán)系數(shù)dk,k=0,1,…,K-1),并對(duì)比此種情況下三種一體化波形的雷達(dá)性能與通信性能。我們采用雷達(dá)脈沖壓縮ISLR和PSLR作為雷達(dá)性能評(píng)價(jià)指標(biāo),采用通信誤碼率和吞吐率作為通信性能評(píng)價(jià)指標(biāo)。

如圖8所示,由于OFDM子載波個(gè)數(shù)對(duì)雷達(dá)脈沖壓縮ISLR和PSLR影響較大,因此通過(guò)以O(shè)FDM子載波個(gè)數(shù)K與雷達(dá)脈沖壓縮距離單元個(gè)數(shù)R(常數(shù))的比值為變量,對(duì)比OQAM-OFDM一體化波形、CP-OFDM一體化波形、以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形在不同K/R下的ISLR和PSLR。結(jié)果表明,在不同K/R下,CP-OFDM一體化波形均具有較低的ISLR和PSLR,OQAM-OFDM一體化波形的ISLR、PSLR盡管略高于CP-OFDM一體化波形,但始終低于以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形。且隨著K/R逐漸增大,OQAM-OFDM一體化波形和以空白保護(hù)間隔為前綴的OFMD一體化波形的PSLR及ISLR均逐漸收斂,此時(shí)以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形ISLR和PSLR分別逐漸收斂于-57.71dB和-68.64 dB,OQAM-OFDM一體化波形的ISLR和PSLR分別逐漸收斂于-40.68 dB和-52.63 dB,CP-OFDM一體化波形的ISLR和PSLR分別逐漸收斂于-85.12 dB和-100 dB。盡管此時(shí)OQAM-OFDM一體化波形的PSLR及ISLR性能不是三者當(dāng)中最優(yōu)的,但根據(jù)圖5仿真結(jié)果所示,OQAM-OFDM一體化波形的雷達(dá)脈沖壓縮旁瓣抑制效果仍然可以保證微弱目標(biāo)的有效探測(cè)。

圖8 不同子載波個(gè)數(shù)下的通感一體化波形雷達(dá)性能對(duì)比Fig.8 Radar performance comparison under different subcarrier numbers

如圖9所示,給出了在不同接收機(jī)輸入信噪比下的三種一體化波形通信誤碼率。結(jié)果表明,OQAM-OFDM一體化波形具有最低的誤碼率,其次是以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形,而CP-OFDM一體化波形的通信誤碼率最高。因此,通過(guò)子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化,OQAM-OFDM可以獲得較優(yōu)的通信誤碼率性能。

圖9 基于子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化的通信性能(誤碼率)對(duì)比Fig.9 Communication performance (bit error rate) comparison based on subcarrier weight coefficient optimization

如圖10所示,給出了在不同接收機(jī)輸入信噪比下的三種一體化波形通信吞吐率。結(jié)果表明,通過(guò)子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化,OQAM-OFDM一體化波形與以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形具有幾乎相同的通信吞吐率,而CP-OFDM一體化波形的吞吐率與前兩者相比較低。

圖10 基于子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化的通信性能(吞哇率)對(duì)比Fig.10 Communication performance comparison (throughput) based on subcarrier weight coefficient optimization

當(dāng)OQAM-OFDM一體化波形子載波數(shù)目逐漸增多時(shí),其對(duì)波形通信性能的影響與一般OFDM通信波形相同,更多的子載波可以攜帶更多的通信信息,因此提高了通信吞吐量。但由于更多的子載波增加了符號(hào)間串?dāng)_,因此在提高通信吞吐率的同時(shí)也增大了通信誤碼率,這里便不再通過(guò)仿真結(jié)果進(jìn)一步說(shuō)明。

綜上,通過(guò)OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化,OQAM-OFDM一體化波形較其他兩種一體化波形具有更好的通信性能。OQAM-OFDM一體化波形雷達(dá)性能略低于CP-OFDM一體化波形(但仍可以保證微弱目標(biāo)的有效檢測(cè)),而優(yōu)于以空白保護(hù)間隔為前綴的OFDM一體化波形。

因此,在綜合考慮通感一體化波形抵抗多徑干擾、碼間串?dāng)_、避免雷達(dá)探測(cè)過(guò)程中出現(xiàn)虛假目標(biāo),以及感知性能、通信性能等多方面性能指標(biāo)下,OQAM-OFDM一體化波形是較優(yōu)的選擇。

4 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)CP-OFDM一體化波形存在系統(tǒng)能量利用率低、頻譜使用效率低、易形成虛假目標(biāo)影響雷達(dá)性能等問(wèn)題,本文提出了一種基于OQAM-OFDM的一體化波形設(shè)計(jì)方法,充分利用OQAM-OFDM一體化波形頻譜帶外泄露低、多普勒頻移包容性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。同時(shí),為了進(jìn)一步提高通感一體化性能,本文提出了一種基于Pareto多目標(biāo)優(yōu)化的OQAM-OFDM子載波權(quán)重系數(shù)優(yōu)化算法,通過(guò)優(yōu)化設(shè)計(jì)OQAM-OFDM各子載波權(quán)重系數(shù),提高通信解調(diào)輸出信噪比和雷達(dá)脈沖壓縮輸出信噪比,最終實(shí)現(xiàn)通感一體化整體性能提升。