摘 要：為解決高速串行鏈路通信時(shí)由于均衡器未精細(xì)配置導(dǎo)致的信號(hào)完整性問(wèn)題，通過(guò)研究ＩＢＩＳＡＭＩ 模型均衡結(jié)構(gòu)對(duì)信號(hào)完整性的影響，使用田口試驗(yàn)法建立仿真試驗(yàn)，實(shí)現(xiàn)各均衡參數(shù)優(yōu)化，解決了均衡器參數(shù)需要精細(xì)配置的問(wèn)題。建立并分析一階線性模型，對(duì)最佳參數(shù)組合下的眼圖做出預(yù)測(cè)，并將仿真值與預(yù)測(cè)值進(jìn)行對(duì)比，驗(yàn)證了最佳參數(shù)組合的準(zhǔn)確性。在最佳均衡參數(shù)下，發(fā)射端與接收端得到的預(yù)測(cè)值和仿真值最大偏差不超過(guò)６％ ，證明了該最佳參數(shù)組合是準(zhǔn)確的。眼圖擴(kuò)張程度提升了２５％ ，信號(hào)質(zhì)量明顯變好，為系統(tǒng)驅(qū)動(dòng)程序設(shè)置與信號(hào)完整性研究提供了較好的指導(dǎo)與參考。

關(guān)鍵詞：信號(hào)完整性；ＩＢＩＳＡＭＩ；田口試驗(yàn)；高速串行鏈路；眼圖

中圖分類號(hào)：ＴＮ４０３ 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：Ａ 開(kāi)放科學(xué)（資源服務(wù)）標(biāo)識(shí)碼（ＯＳＩＤ）：

文章編號(hào)：１００３－３１０６（２０２４）０４－０８８２－１０

０ 引言

隨著信息時(shí)代的迅速發(fā)展，電子產(chǎn)品的市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)壓力與日俱增，模塊間串行傳輸?shù)目偭颗c速率也大大提升，這導(dǎo)致了傳輸信號(hào)時(shí)發(fā)生失真和衰減。為解決此問(wèn)題同時(shí)保證功能的可靠性，需要在產(chǎn)品正式進(jìn)入生產(chǎn)階段之前對(duì)其進(jìn)行一系列信號(hào)完整性仿真以及測(cè)試，并且對(duì)發(fā)射端與接收端同時(shí)或者分別進(jìn)行均衡處理，以補(bǔ)償損失的信號(hào)。在高速鏈路仿真過(guò)程中，為了精確模擬芯片的電氣行為并保護(hù)知識(shí)產(chǎn)權(quán)，通常加載ＩＢＩＳ （Ｉ ／ Ｏ Ｂｕｆｆｅｒ ＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ）模型［１－３］作為芯片的發(fā)射端與接收端。ＩＢＩＳ 模型由器件內(nèi)部的電氣參數(shù)所構(gòu)成，主要用于表征器件的“Ｖ-Ｉ”和“Ｖ-ｔ”特性曲線。由于信號(hào)數(shù)據(jù)率的提升，信號(hào)失真的問(wèn)題愈發(fā)嚴(yán)重，解決方法即在發(fā)射與接收端加入均衡技術(shù)，但傳統(tǒng)的ＩＢＩＳ 模型無(wú)法描述復(fù)雜的均衡算法，因此使用ＡＭＩ（Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｉｃ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）模型進(jìn)行均衡算法描述，共同構(gòu)成了ＩＢＩＳ-ＡＭＩ［４］模型。

高速信號(hào)在鏈路中傳輸時(shí)，極易出現(xiàn)信號(hào)完整性問(wèn)題［５］，如串?dāng)_、反射［６］和碼間干擾等，導(dǎo)致數(shù)據(jù)傳輸丟失與錯(cuò)誤，影響系統(tǒng)正常工作。ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型可以描述出現(xiàn)階段芯片的所有行為特征，并具有靈活性、高效性和兼容性的特點(diǎn)，為鏈路的信號(hào)完整性仿真與研究提供了重要研究基礎(chǔ)。國(guó)外通過(guò)加載ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型對(duì)信號(hào)完整性的研究處于領(lǐng)先地位。文獻(xiàn)［７］對(duì)速率為１０ Ｇｂ ／ ｓ 高速ＰＣＢ 中串行鏈路的串?dāng)_問(wèn)題進(jìn)行了研究，研究差分微帶線在不同間隔下的串?dāng)_大小，并且通過(guò)ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型驗(yàn)證了優(yōu)化信號(hào)的可能性。文獻(xiàn)［８］針對(duì)１０ Ｇｂ ／ ｓ 光電鏈路并基于熱速率方程和實(shí)測(cè)曲線建立了ＶＣＳＥＬ 模型，建立了整個(gè)光鏈路的行為模型，再將行為模型轉(zhuǎn)換為ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型，作為轉(zhuǎn)驅(qū)模型加入到整個(gè)光電鏈路中，有效地預(yù)測(cè)和指導(dǎo)高速串行鏈路中信號(hào)衰減和失真，可以廣泛分析板間光電高速光電鏈路的信號(hào)完整性，與實(shí)測(cè)眼圖相比其仿真結(jié)果更加準(zhǔn)確。從現(xiàn)有的文獻(xiàn)上看，ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 已經(jīng)成為了串行鏈路仿真的標(biāo)準(zhǔn)模型，并在工程應(yīng)用中發(fā)揮了巨大作用，但對(duì)于如何調(diào)整ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型參數(shù)才能發(fā)揮最大均衡效果，各種文獻(xiàn)或仿真說(shuō)明均未提及。因此，為填補(bǔ)ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 均衡參數(shù)需要精細(xì)調(diào)整的空白，進(jìn)一步擴(kuò)張眼圖，為系統(tǒng)設(shè)計(jì)留出充足的裕量，有必要對(duì)其均衡結(jié)構(gòu)以及參數(shù)優(yōu)化進(jìn)行研究。

本文以某一系統(tǒng)級(jí)封裝芯片中的一對(duì)ＰＣＩＥ 串行差分傳輸鏈路與ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型作為研究對(duì)象，在串行差分傳輸鏈路中加載ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型作為鏈路發(fā)射端與接收端。在此基礎(chǔ)上，研究ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型的發(fā)射端與接收端均衡對(duì)信號(hào)完整性的影響，并通過(guò)田口試驗(yàn)預(yù)測(cè)最佳參數(shù)組合。得到最優(yōu)參數(shù)組合后，對(duì)結(jié)果進(jìn)行預(yù)測(cè)與分析，驗(yàn)證優(yōu)化方案的準(zhǔn)確性，為ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型參數(shù)優(yōu)化提供方法指導(dǎo)。

１ 串行鏈路模型與ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型

建立的三維電磁模型是一對(duì)ＰＣＩＥ 串行差分傳輸鏈路，包括ＢＧＡ 焊點(diǎn)、過(guò)孔、差分傳輸線和焊盤(pán)，其中ＢＧＡ 焊點(diǎn)高為０． ２１０ ｍｍ，直徑為０． ２５ ｍｍ；過(guò)孔直徑為０． ２５ ｍｍ；差分傳輸線的線寬為０． ２ ｍｍ，間距為０． ６ ｍｍ，長(zhǎng)度為２７０ ｍｍ；焊盤(pán)為０． ４ ｍｍ；信號(hào)層厚度為１５ μｍ，介質(zhì)層寬度為３０ μｍ，最大介質(zhì)層厚度為０． ８２ ｍｍ；介質(zhì)材料介電常數(shù)為４． ４，損耗角為０． ００８。

為了對(duì)該差分傳輸鏈路模型進(jìn)行更為精確的分析，使用ＡＮＳＹＳ ＨＦＳＳ［９］軟件進(jìn)行三維電磁建模并進(jìn)行仿真，得到該鏈路在在５ 倍信號(hào)帶寬內(nèi)的損耗大小以及Ｓ 參數(shù)模型。該鏈路在速率為８ Ｇｂ ／ ｓ 時(shí)的插入損耗大小約為－８ ｄＢ。圖１ 是該串行鏈路三維電磁仿真模型。

所使用的ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型的發(fā)射端為一個(gè)三抽頭前饋均衡器，接收端由自動(dòng)增益控制模塊、連續(xù)時(shí)間線性均衡器和判決反饋均衡器組成［１０］。主要參數(shù)以及功能描述如表１ 所示。

使用Ｃａｄｅｎｃｅ ｓｉｇｒｉｔｙ［１１］鏈路仿真工具建立完整仿真模型，具體建模方法是將串行鏈路通過(guò)ＨＦＳＳ進(jìn)行三維全波仿真后得到Ｓ 參數(shù)模型，再通過(guò)仿真工具ｓｉｇｒｉｔｙ 添加Ｓ 參數(shù)模型與芯片的ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型搭建完整鏈路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。完整鏈路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖２ 所示。設(shè)置信號(hào)時(shí)采用ＰＢＲ７ 激勵(lì)碼型對(duì)完整鏈路進(jìn)行仿真，并且要求在對(duì)發(fā)射端與接受端均衡進(jìn)行研究的信號(hào)速率為８ Ｇｂ ／ ｓ。

２ 均衡原理以及對(duì)信號(hào)完整性影響

由于發(fā)射端與接收端均衡實(shí)現(xiàn)的功能以及原理不同，所以需要其對(duì)結(jié)構(gòu)進(jìn)行研究與分析，并在此基礎(chǔ)上通過(guò)仿真試驗(yàn)展開(kāi)各均衡參數(shù)對(duì)信號(hào)完整性的影響分析。使用ＮＪＮ［１２］（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ Ｊｉｔｔｅｒａｎｄ Ｎｏｉｓｅ）以及在誤碼率為１０ －１２ 時(shí)的眼高與眼寬作為評(píng)判信號(hào)完整性的指標(biāo)，ＮＪＮ 越小、眼高與眼寬越大則信號(hào)質(zhì)量越好，信號(hào)完整性越優(yōu)。為了簡(jiǎn)便說(shuō)明，以下所提到的眼高與眼寬均是在誤碼率為１０－１２ 時(shí)得到的。由于ＮＪＮ、眼高與眼寬的量綱不同，為了更加直觀地觀察對(duì)信號(hào)完整性地影響，對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行無(wú)量綱化處理，并使用變異系數(shù)法［１３］得到三者的權(quán)重，通過(guò)加權(quán)和的方式把ＮＪＮ、眼高與眼寬合成一個(gè)指標(biāo)，以方便判斷對(duì)信號(hào)完整性的影響。

２． １ 發(fā)射端均衡

前饋均衡器［１４］（Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ，ＦＦＥ）的結(jié)構(gòu)如圖３ 所示。數(shù)據(jù)進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換之后，延時(shí)器將信號(hào)分為３ 個(gè)不同時(shí)刻，再通過(guò)各抽頭加權(quán)后累加，得到均衡后的信號(hào)。

參數(shù)ＰＲＥ 與ＰＯＳＴ 實(shí)現(xiàn)的是前抽頭與后抽頭控制，由于信號(hào)的高頻信息在信道中更容易產(chǎn)生衰減，導(dǎo)致信號(hào)上升沿變緩，因此控制前抽頭與后抽頭的抽頭系數(shù)可以增強(qiáng)信號(hào)光標(biāo)前與光標(biāo)后的高頻分量［１５］，實(shí)現(xiàn)發(fā)射端均衡的預(yù)加重功能。ＤＩＦＦ 參數(shù)實(shí)現(xiàn)主抽頭控制，能夠控制輸出的擺幅大小。

在分析發(fā)射端參數(shù)對(duì)信號(hào)完整性的影響時(shí)，需要在默認(rèn)的發(fā)射端參數(shù)下，改變某一變量的值，保持其他變量不變。

圖４ 為ＦＦＥ 對(duì)信號(hào)完整性的影響?？梢钥闯觯S著前抽頭與后抽頭控制參數(shù)水平的增加，綜合指標(biāo)都經(jīng)歷了先增大后減小的趨勢(shì)，根據(jù)其原理可知，由于增強(qiáng)了信號(hào)前光標(biāo)與后光標(biāo)的高頻分量，所以適當(dāng)?shù)念A(yù)加重處理可以使信號(hào)質(zhì)量得到顯著提升，提高了信號(hào)完整性。不同的是，隨著輸出擺幅控制參數(shù)水平的增加，綜合指標(biāo)一直在增大，這是由于輸出擺幅控制實(shí)現(xiàn)的是當(dāng)前光標(biāo)下信號(hào)放大的作用，實(shí)現(xiàn)眼高大幅度增加的同時(shí)眼寬與ＮＪＮ 基本保持不變，從而使整個(gè)綜合指標(biāo)增加。通過(guò)分析可知，當(dāng)前抽頭控制參數(shù)水平在５ 附近，后抽頭控制參數(shù)水平在１０ 附近，輸出擺幅控制水平在１５ 附近，對(duì)信號(hào)完整性有著比較好的影響。

２． ２ 接收端均衡

接收端由自動(dòng)增益控制（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ ＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ，ＡＧＣ ）模塊、連續(xù)時(shí)間線性均衡器（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｔｉｍｅ Ｌｉｎｅａｒ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ，ＣＴＬＥ）和判決反饋均衡器（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ，ＤＦＥ）組成，結(jié)構(gòu)如圖５ 所示。

ＡＧＣ 由參數(shù)ＧＡＩＮ 控制，該模塊輸出擺幅在一定范圍內(nèi)幾乎穩(wěn)定，這是由于ＡＧＣ 環(huán)路增益非常大［１６］，ＡＧＣ 的輸出是與直流輸入信號(hào)幾乎無(wú)關(guān)的直流信號(hào)。因此ＡＧＣ 模塊為其他模塊提供了相對(duì)穩(wěn)定的輸入信號(hào)。

ＣＴＬＥ 分為中／ 高頻控制組件與寬帶增益組件，其中／ 高頻控制組件通過(guò)降低信號(hào)中低頻分量來(lái)維持信號(hào)的相對(duì)平衡，通過(guò)調(diào)整參數(shù)８ ＿５ 的水平，使ＣＴＬＥ 頻率響應(yīng)的零、第一極點(diǎn)發(fā)生偏移，從而使低頻信號(hào)發(fā)生衰減。寬帶增益組件用于增強(qiáng)或衰減寬帶內(nèi)所有頻率，通過(guò)參數(shù)２３＿２６ 控制所有頻率實(shí)現(xiàn)不同的增益。

由ＦＦＥ 與反饋支路構(gòu)成ＤＦＥ［１７］，反饋支路對(duì)先前時(shí)刻的信號(hào)進(jìn)行判決生成理想高、低電平，乘以相應(yīng)的抽頭系數(shù)值反饋于ＤＦＥ 的輸入，使光標(biāo)后的信號(hào)拖尾得到改善。其中參數(shù)ＵＴ 用于控制采樣與判決當(dāng)前信號(hào)，實(shí)現(xiàn)判決強(qiáng)度；Ｈ２ 控制自適應(yīng)后抽頭，通過(guò)自適應(yīng)算法ＭＭＳＥ［９］改變抽頭系數(shù)。

進(jìn)行接收端均衡信號(hào)完整性分析時(shí)需要在默認(rèn)參數(shù)下改變某一變量的值，并保持其他變量不變。

ＧＡＩＮ 參數(shù)控制ＡＧＣ 模塊的輸出擺幅，ＡＧＣ 模塊對(duì)信號(hào)完整性的影響如圖６ 所示?？梢钥闯?，ＡＧＣ 的輸出擺幅對(duì)信號(hào)完整性的影響呈現(xiàn)先提高后降低的趨勢(shì)。從實(shí)際數(shù)據(jù)上看，眼高最大值與最小值相差僅為６． ７％ ，眼寬基本保持恒定，在水平大于１８ 后才會(huì)有比較明顯的變化，因此ＡＧＣ 模塊對(duì)信號(hào)完整性的影響相對(duì)較穩(wěn)定。這是由于ＡＧＣ 模塊的環(huán)路也不是無(wú)限大，其輸出擺幅不可能完全穩(wěn)定，一定會(huì)在某個(gè)范圍內(nèi)增大或者減小，使得對(duì)信號(hào)完整性的影響也在一定范圍內(nèi)提高或者降低。因此ＡＧＣ 模塊在水平大于１８ 時(shí)才對(duì)信號(hào)完整性造成一定的負(fù)面影響。

ＣＴＬＥ 模塊的中／ 高頻控制組件與寬帶增益控制組件分別由參數(shù)８＿５ 與２３＿２６ 控制，對(duì)信號(hào)完整性的影響如圖７ 所示。可以看出，中／ 高頻控制組件對(duì)信號(hào)完整性有較大影響，水平為２ 時(shí)開(kāi)始，其抖動(dòng)開(kāi)始迅速變大，眼高與眼寬迅速減小，減小幅度達(dá)到９％ ，并且在水平為１４ 時(shí)的眼圖已完全閉合。這是由于中／ 高頻控制組件實(shí)現(xiàn)的是低頻信號(hào)的衰減，過(guò)度的低頻衰減導(dǎo)致信號(hào)的高電平迅速減小，并且造成抖動(dòng)急劇增加，使眼圖閉合。寬帶增益組件的綜合指標(biāo)總體趨勢(shì)也在減小的原因是寬帶增益組件對(duì)寬帶內(nèi)所有頻率的信號(hào)都進(jìn)行了放大，隨著水平的上升，造成了過(guò)均衡現(xiàn)象，反而使眼高、眼寬處于一直下降的趨勢(shì)。因此寬帶增益組件在選取到最為合適的水平時(shí)才能使信號(hào)的高／ 低電平與上升沿保持相對(duì)平衡。通過(guò)分析可知，參數(shù)８＿５ 的水平控制在０ ～ ２，參數(shù)２３＿２６ 的水平控制在０ ～ ６ 時(shí)，均對(duì)信號(hào)完整性有較好的影響。

圖８ 為ＤＦＥ 對(duì)信號(hào)完整性的影響，ＵＴ 與Ｈ２ 分別實(shí)現(xiàn)判決強(qiáng)度控制與后抽頭控制。可以看出，ＤＦＥ的判決強(qiáng)度與ＤＦＥ 的后抽頭隨著水平的增加，二者的綜合指標(biāo)先增大后減小，原因是判決強(qiáng)度以及抽頭系數(shù)選取不恰當(dāng)，從而對(duì)信號(hào)拖尾判決欠佳，造成先欠均衡后過(guò)均衡的現(xiàn)象。在水平的選取上，ＵＴ 應(yīng)該在１０ ～ ３０，Ｈ２ 應(yīng)該在０ ～ １０。

３ ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 參數(shù)優(yōu)化研究

為了保證信號(hào)完整性使信號(hào)傳輸?shù)馁|(zhì)量最大化，通過(guò)試驗(yàn)的方式對(duì)ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 最佳參數(shù)組合進(jìn)行探究。由于均衡參數(shù)水平過(guò)多，若進(jìn)行全因子試驗(yàn)需要上萬(wàn)次才能找出最佳結(jié)果，為了減少實(shí)驗(yàn)次數(shù)，本文采用田口試驗(yàn)［１８］來(lái)尋找最優(yōu)參數(shù)組合。

通過(guò)上一節(jié)對(duì)各均衡參數(shù)信號(hào)的完整性分析，縮小了最優(yōu)范圍，但還需進(jìn)一步確定最佳參數(shù)組合。田口試驗(yàn)法通過(guò)分析均值與信噪比大大減少了試驗(yàn)次數(shù)，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)多目標(biāo)優(yōu)化設(shè)計(jì)，使產(chǎn)品性能達(dá)到目標(biāo)值且波動(dòng)小。通過(guò)田口試驗(yàn)法對(duì)ＩＢＩＳＡＭＩ 模型參數(shù)最佳組合進(jìn)行研究，將均衡器主要參數(shù)選擇為可控制因子，眼圖的眼高、眼寬以及ＮＪＮ 的加權(quán)和為輸出響應(yīng)，并使用均值與信噪比作為性能指標(biāo)，從而設(shè)計(jì)正交表、建立田口試驗(yàn)并分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果，最終確定最佳參數(shù)水平。由于綜合指標(biāo)屬于望大特性，信噪比［１８］的計(jì)算如下：

３． １ 發(fā)射端均衡田口試驗(yàn)

表２ 為發(fā)射端均衡的田口試驗(yàn)水平選取，通過(guò)其試驗(yàn)水平設(shè)計(jì)正交表并確定田口試驗(yàn)。

對(duì)田口試驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行分析，得到了信噪比與均值的響應(yīng)表與主效應(yīng)圖，圖９ 為發(fā)射端信噪比主效應(yīng)圖，圖１０ 為發(fā)射端均值主效應(yīng)圖。

為了獲得最佳眼高與眼寬，分析信噪比與均值主效應(yīng)圖，選取ＰＲＥ ＝ ５，ＰＯＳＴ ＝ ９，ＤＩＦＦ ＝ １５ 為發(fā)射端參數(shù)的最佳組合。

３． ２ 接收端參數(shù)田口試驗(yàn)

選取接收端均衡中參數(shù)水平并確定田口試驗(yàn)，分析信噪比與均值。預(yù)測(cè)ＧＡＩＮ ＝ ２，８＿５ 為０，２３＿２６為０，ＵＴ ＝ １０，Ｈ２ ＝ ０ 得到最佳眼圖。試驗(yàn)選取水平如表３ 所示，接收端信噪比主效應(yīng)圖如圖１１ 所示，接收端均值主效應(yīng)圖如圖１２ 所示。

４ 最優(yōu)參數(shù)組合驗(yàn)證

為驗(yàn)證最佳參數(shù)組合的準(zhǔn)確性，通過(guò)田口試驗(yàn)擬合出線性模型，對(duì)上述最佳參數(shù)組合進(jìn)行眼高與眼寬的預(yù)測(cè)，并將預(yù)測(cè)值與仿真值進(jìn)行對(duì)比。在發(fā)射端的參數(shù)前抽頭控制為５，后抽頭控制為９，輸出擺幅控制為１５ 的情況下預(yù)測(cè)的眼高為２２８ ｍＶ、眼寬為０． ８１ ＵＩ、ＮＪＮ 為０． ７９。接收端在ＡＧＣ 為２，中／ 高頻控制為０，寬帶增益控制為０，ＵＴ 抽頭為１０，Ｈ２ 抽頭為０ 時(shí)預(yù)測(cè)的眼高為５３５ ｍＶ、眼寬為０． ７２ ＵＩ、ＮＪＮ 為０． ５３。

根據(jù)以上發(fā)射端與接收端的最佳參數(shù)組合重新進(jìn)行仿真試驗(yàn)分析，得到實(shí)際發(fā)射端眼高為２２６ ｍＶ、眼寬為０． ８１，ＵＩ、ＮＪＮ 為０． ７９；接收端眼高為５５０ ｍＶ，眼寬為０． ７３，ＵＩ、ＮＪＮ 為０． ５０。分析發(fā)現(xiàn)，預(yù)測(cè)值與試驗(yàn)值的偏差最大不超過(guò)６％ ，因此該線性模型擬合程度較高，驗(yàn)證了該最佳參數(shù)組合是可信的。

與默認(rèn)參數(shù)對(duì)比，發(fā)射端的眼高與眼寬均提高了２５％ ，ＮＪＮ 減小了１０％ ；接收端的眼高與眼寬分別提高了４５％ 與３％ ，ＮＪＮ 減小了１９％ 。綜合來(lái)看，發(fā)射端與接收端在最佳參數(shù)組合下的眼圖張開(kāi)程度均比默認(rèn)參數(shù)下提高了２５％ 。圖１３、圖１４ 為默認(rèn)均衡效果眼圖與最佳均衡效果眼圖。

５ 結(jié)論

① 發(fā)射端與接收端均衡結(jié)構(gòu)在不同的參數(shù)水平下對(duì)信號(hào)完整性有不同程度的影響。發(fā)射端前抽頭控制與后抽頭控制對(duì)信號(hào)完整性的趨勢(shì)為先提高后降低；輸出擺幅控制對(duì)信號(hào)完整性的趨勢(shì)則一直提高。接收端中ＡＧＣ 模塊對(duì)信號(hào)完整性的影響比較?。唬茫裕蹋?模塊中的中／ 高頻控制組件對(duì)信號(hào)完整性的影響非常顯著，并且隨著水平的變化，其信號(hào)完整性迅速劣化；ＣＴＬＥ 寬帶增益控制組件與ＤＦＥ 對(duì)信號(hào)完整性有顯著的影響。

② 在分析各結(jié)構(gòu)參數(shù)對(duì)信號(hào)完整性影響的同時(shí)，縮小了各參數(shù)的范圍，通過(guò)田口試驗(yàn)法進(jìn)而得出最佳參數(shù)組合。通過(guò)一階線性模型在最佳參數(shù)下進(jìn)行結(jié)果預(yù)測(cè)，其預(yù)測(cè)值與仿真值的偏差最大不超過(guò)６％ ，因此該最佳參數(shù)組合是可信的。在最佳參數(shù)組合下，發(fā)射端眼高與眼寬相對(duì)于默認(rèn)參數(shù)提高了２５％ ，ＮＪＮ 減小了１０％ ；接收端眼高與眼寬相對(duì)于默認(rèn)參數(shù)提高了４５％ 與３％ ，ＮＪＮ 減小了１９％ 。在最佳參數(shù)組合下，信號(hào)質(zhì)量明顯變好、信號(hào)完整性更加優(yōu)越，完成了ＩＢＩＳＡＭＩ 模型中均衡參數(shù)的優(yōu)化，為系統(tǒng)驅(qū)動(dòng)程序設(shè)置提供了指導(dǎo)，實(shí)現(xiàn)了信號(hào)更高質(zhì)量的傳輸。

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作者簡(jiǎn)介

楊云普 男，（１９９７—），碩士研究生。主要研究方向：信號(hào)完整性仿真。

王 青 女，（１９８１—），博士，講師。主要研究方向：高光譜圖像處理、開(kāi)關(guān)電源。

曾燕萍 女，（１９８７—），博士，高級(jí)工程師。主要研究方向：三位集成系統(tǒng)級(jí)設(shè)計(jì)和仿真技術(shù)。

基金項(xiàng)目：中國(guó)博士后科學(xué)基金（２０２２Ｍ７１２９７５）