摘 要： 隨著新能源發(fā)電的快速發(fā)展，新能源發(fā)電輸出功率的間歇性和不確定性問題日益突出，為增強電網(wǎng)對新能源的消納能力，設計了1臺I型三電平儲能變流器。在深入分析其工作原理的基礎上，構(gòu)建了數(shù)學模型并給出了恒流充放電控制策略。針對三電平儲能變流器中點電位不平衡的問題，提出了帶可變分配因子的空間矢量脈沖寬度調(diào)制（SVPWM）算法以實現(xiàn)對中點電位波動的快速響應。樣機實驗結(jié)果表明，在恒流充放電控制策略下，樣機在并網(wǎng)工況下具有良好的穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)性能，所采用的帶可變分配因子的SVPWM算法能快速抑制中點電位波動且抑制效果明顯。

關鍵詞： 新能源; 三電平儲能變流器; 中點電位平衡控制; 空間矢量脈沖寬度調(diào)制

中圖分類號： TM46

文獻標志碼： A

文章編號： 2095-8188（2024）04-0038-07

DOI： 10.16628/j.cnki.2095-8188.2024.04.005

Design of Type I Three-Level Energy Storage Converter

LI Jinwei， LI Tang， MAO Xingkui， ZHANG Zhe

（College of Electrical Engineering and Automation， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract： With the rapid development of new energy generation， the issue of intermittency and uncertainty in the output power of new energy generation is becoming increasingly prominent. In order to enhance the grid's ability to absorb new energy， a type I three level energy storage converter has been designed. On the basis of in-depth analysis of its working principle， a mathematical model was constructed and a constant current charging and discharging control strategy was provided. In response to the problem of midpoint potential imbalance in the three level energy storage converter， a space vector pulse width modulation （SVPWM） algorithm with variable distribution factor was proposed to achieve rapid response to midpoint potential fluctuations. The experimental results of prototype show that under constant current charging and discharging control strategy， the designed prototype has good steady-state and transient performance under grid connection conditions. The used SVPWM algorithm with variable allocation factor can quickly suppress midpoint potential fluctuations and has a significant inhibitory effect.

Key words： new energy; three-level energy storage converter; midpoint potential balance control; space vector pulse width modulation（SVPWM）

0 引 言

隨著雙碳目標［1-3］的提出，以風力、光伏為主的分布式新能源發(fā)電在電網(wǎng)中的滲透率越來越高。新能源發(fā)電的間歇性和不確定性，導致電網(wǎng)對新能源大規(guī)模接入的消納能力不足，存在嚴重的“棄風”“棄光”現(xiàn)象［4］。為避免能源浪費，大容量儲能系統(tǒng)應運而生。作為儲能系統(tǒng)中的核心器件，儲能變流器（PCS）是電網(wǎng)和儲能介質(zhì)間的重要橋梁，具有平抑電網(wǎng)功率波動、削峰填谷、改善并網(wǎng)波形質(zhì)量的作用［5-6］。

目前，PCS拓撲可分為兩電平拓撲和多電平拓撲。兩電平拓撲的電路結(jié)構(gòu)和控制方式簡單，不存在中點電位平衡問題［7-11］，但其輸出波形諧波含量大［12］，開關器件電壓應力高。多電平拓撲的輸出波形諧波含量小，開關器件電壓應力低，開關噪聲和電磁干擾較小，理論上其輸出電平可以達到N電平，但隨著輸出電平的增加所需的開關器件呈幾何倍數(shù)的增長且控制過于復雜［13］。三電平PCS拓撲作為多電平拓撲的典型代表，既減小了單個開關器件的電壓應力又使控制系統(tǒng)不至于太過復雜，在高壓大容量儲能系統(tǒng)中被廣泛應用［14］。

本文設計了1臺功率為12 kW的I型三電平PCS樣機。首先對I型三電平PCS的主電路拓撲及工作原理進行了分析;其次構(gòu)建了I型三電平PCS的數(shù)學模型，在此基礎上給出了恒流充放電控制策略;然后針對三電平拓撲存在的中點電位不平衡問題，提出帶可變分配因子的空間矢量脈沖寬度調(diào)制（SVPWM）算法;最后搭建樣機進行實驗，實驗結(jié)果驗證了該算法能快速抑制中點電位波動且抑制效果明顯。

1 主電路拓撲及工作原理分析

I型三電平PCS拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1中，UDC為儲能電池電壓，C1、C2分別為容值相等的上下橋臂直流母線電容，每相橋臂均由4個功率開關管VTx1～VTx4和2個鉗位二極管VDx1、VDx2（x=a、b、c）組成，ea、eb、ec分別為A、B、C三相電網(wǎng)相電壓，ia、ib、ic分別為逆變器側(cè)A、B、C三相輸出相電流，io為直流側(cè)中點電流。

I型三電平PCS的驅(qū)動方式為開關管VTa1、VTa3互補導通，開關管VTa2、VTa4互補導通，開關管VTa1和開關管VTa4相位上互差180°。為清晰闡述I型三電平PCS的工作原理，在該驅(qū)動方式下以A相為例，分析電路在穩(wěn)態(tài)下電流為正或負時的3種模態(tài)，即P狀態(tài)、O狀態(tài)和N狀態(tài)。

P狀態(tài)：當開關管VTa1、VTa2閉合，VTa3、VTa4斷開時，此時處于P狀態(tài)。I型三電平PCS的P狀態(tài)如圖2所示。如圖2（a），若A相電流為正，電流ia從直流側(cè)電源正極出發(fā)，經(jīng)開關管VTa1、VTa2流向電網(wǎng)，此時PCS的A相輸出電壓為UDC/2（相對于中點O，下同）;如圖2（b），若A相電流為負，電流ia由電網(wǎng)側(cè)流入，經(jīng)開關管VTa1、VTa2的反并聯(lián)二極管流向直流側(cè)電源正極，此時PCS的A相輸出電壓仍為UDC/2。

O狀態(tài)：當開關管VTa2、VTa3閉合，VTa1、VTa4斷開時，此時處于O狀態(tài)。I型三電平PCS的O狀態(tài)如圖3所示。如圖3（a），若A相電流為正，電流ia由O點流出，經(jīng)鉗位二極管VDa1和開關管VTa2流向電網(wǎng)，此時PCS的A相輸出電壓為0;如圖3（b），若A相電流為負，電流ia由電網(wǎng)側(cè)流入，經(jīng)開關管VTa3和鉗位二極管VDa2流入O點，此時PCS的A相輸出電壓仍為0。

N狀態(tài)：當開關管VTa3、VTa4閉合，VTa1、VTa2斷開時，此時處于N狀態(tài)。I型三電平PCS的N狀態(tài)如圖4所示。如圖4（a），若A相電流為正，電流ia從直流側(cè)電源負極出發(fā)，經(jīng)開關管VTa3、VTa4的反并聯(lián)二極管流向電網(wǎng)，此時PCS的A相輸出電壓為-UDC/2;如圖4（b），若A相電流為負，電流ia由電網(wǎng)側(cè)流入，經(jīng)開關管VTa3、VTa4流向直流側(cè)電源的負極，此時PCS的A相輸出電壓仍為-UDC/2。

綜上所述，每種狀態(tài)下每相均有2個開關管導通，2個開關管關斷。在同一狀態(tài)下，電流方向不同時，電流的流通路徑也會有差別。I型三電平PCS拓撲工作模態(tài)和輸出電壓的關系如表1所示。

2 I型三電平PCS的控制策略

忽略線路阻抗，將LCL濾波器等效為單電感L［15］，則I型三電平PCS在三相坐標系中的數(shù)學模型可表示為

Lddtiaibic=uaNubNucN-eaebec （1）

式中： uaN、ubN、ucN——逆變橋A、B、C三相輸出相電壓。

對式（1）進行Park變換，可得：

Lddtidiq+-ωLiqωLid=uduq-edeq（2）

式中： id、iq——在d-q坐標系下的逆變器輸出相電流;

ud、uq、ed、eq——在d-q坐標系下的逆變器側(cè)輸出電壓和電網(wǎng)電壓;

ω——電網(wǎng)角頻率。

根據(jù)式（2）對I型三電平PCS的電流內(nèi)環(huán)控制器進行設計，可得：

udref=Kp（idref-id）+Ki（idref-id）/s-ωLiq+eduqref=Kp（iqref-iq）+Ki（iqref-iq）/s+ωLid+eq（3）

式中： Kp、Ki——電流環(huán)比例積分（PI）調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù);

udref、uqref——電壓參考值的d軸分量和q軸分量;

idref、iqref——電流參考值的d軸分量和q軸分量。

同時，由瞬時功率理論可得：

PrefQref=32edeqeq-edidrefiqref （4）

式中： Pref、Qref——逆變器輸出有功功率和無功功率的參考指令。

對于三相對稱電網(wǎng)，若同步旋轉(zhuǎn)坐標系d軸旋轉(zhuǎn)角度與A相電網(wǎng)的角度一致，則eq=0，將其代入式（4），可得：

idref=2Pref3ediqref=-2Qref3ed（5）

由式（5）可知，對PCS輸出功率的控制問題實際可等效為對電流的控制問題。PCS恒流充放電控制框圖如圖5所示。

3 中點電位平衡控制策略研究

I型三電平PCS每相均有3種開關狀態(tài)，分別為P狀態(tài)、O狀態(tài)和N狀態(tài)，則三相開關狀態(tài)的排列組合方式共有33=27種，對應19個基本空間電壓矢量。I型三電平PCS空間電壓矢量分布圖如圖6所示。

圖6中，按基本空間電壓矢量的模值大小將電壓矢量分為大矢量、中矢量、小矢量和零矢量。其中，零矢量和小矢量存在冗余，1個零矢量對應3種開關狀態(tài)，1個小矢量對應2種開關狀態(tài)。小矢量對應的開關狀態(tài)中，若含有P狀態(tài)則稱其為正小矢量，若含有N狀態(tài)則稱其為負小矢量。

大矢量作用下，A、B、C三相均不包含O狀態(tài)，O點無電流流過，故大矢量不會引起中點電位波動。零矢量對應3種開關狀態(tài)，分別為PPP、OOO和NNN，當開關狀態(tài)OOO作用時，中點電流io=ia+ib+ic=0（三相平衡系統(tǒng)），當開關狀態(tài)PPP或NNN作用時，中點O不和A、B、C三相中的任何一相構(gòu)成回路，O點無電流流過，故零矢量不會引起中點電位波動。對于小矢量對中點電位偏移的影響，以同一小矢量對應的2種開關狀態(tài)POO、ONN為例進行分析，當正小矢量POO作用時，由中點O流出的電流為io=ib+ic=-ia（三相平衡系統(tǒng)），當負小矢量ONN作用時，由中點O流出的電流為io=ia。由此可見，同一小矢量對應的正小矢量和負小矢量對中點電位偏移的影響相反。中矢量作用下，若有一相開關狀態(tài)為O狀態(tài)，即有一相逆變器輸出端直接與O相連，則由中點O流出的電流與O狀態(tài)所在相的輸出電流有關，中矢量會對中點電位偏移產(chǎn)生影響。

由以上可知，大矢量和零矢量對中點電位無影響，中矢量和小矢量對中點電位有影響。由于中矢量不存在冗余，無法對其實施控制，而小矢量存在冗余且正負小矢量對中點電位偏移的影響剛好相反，可以通過合理分配正負小矢量的作用時間來實現(xiàn)中點電位平衡控制。下面將以區(qū)域I-1為例詳細介紹帶可變分配因子的SVPWM算法中點電位平衡控制原理。三電平PCS第I扇區(qū)空間電壓矢量分布圖如圖7所示。

由圖7可知，當參考電壓矢量所落區(qū)域為I-1時，由最近三矢量法可知，參與合成參考電壓矢量的基本空間電壓矢量所對應的開關狀態(tài)為OOO、PPO（OON）、POO（ONN）。不同開關狀態(tài)之間的切換應滿足以下原則：

（1）每次切換僅允許改變其中一相的狀態(tài)，另外兩相狀態(tài)保持不變，以保證相同條件下開關損耗和電磁干擾最小，同時有利于系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。

（2）為減小輸出共模電壓，優(yōu)化中點控制，零矢量作用時間應平均分配。

（3）選取小六邊形的頂點矢量作為起始矢量，以保證不同區(qū)域間的平滑過渡。

滿足上述切換原則的七段式發(fā)波序列為POO、OOO、OON、ONN、OON、OOO、POO。七段式SVPWM發(fā)波序列如圖8所示。

圖8中POO和ONN為同一小矢量對應的正小矢量和負小矢量，正小矢量POO的作用時間為T3（1-k）/4，負小矢量ONN的作用時間為T3（1+k）/2，其中k為分配因子。在未加中點電位平衡控制的SVPWM算法中，k常取定值，正負小矢量的作用時間并不會隨中點電位波動進行調(diào)節(jié)，中點電位偏移較大。為快速抑制中點電位偏移，提出帶可變分配因子的SVPWM算法，其中分配因子k的計算為

k=GPI（s）（UDC1-UDC2）g ，｜UDC1-UDC2｜≤hg ，｜UDC1-UDC2｜＞h（6）

式中： GPI——PI調(diào)節(jié)器;

g——變量，取-1或1，其值和電流方向有關;

UDC1、UDC2——直流母線側(cè)上下橋臂電容電壓。

當中點電位波動幅度小于所設定滯環(huán)環(huán)寬h時，分配因子為PI調(diào)節(jié)器的輸出，此時分配因子取-0.5～0.5，中點電位調(diào)節(jié)比較平緩;當中點電位波動幅度大于所設定滯環(huán)環(huán)寬h時，此時分配因子取-1或1，可快速調(diào)節(jié)中點電位，將中點電位偏移迅速拉到滯環(huán)環(huán)寬以內(nèi)。

4 實 驗

設計調(diào)試1臺功率12 kW的I型三電平PCS樣機。I型三電平PCS樣機參數(shù)如表2所示。樣機主控芯片采用DSP控制芯片TMS320F28335，主功率管采用6個PM75DSA120智能功率模塊和3個MEE7512DA快恢復二極管模塊，三相電流采樣選用霍爾電流傳感器LESR-25NP，直流側(cè)母線上橋臂電容和下橋臂電容由4個560 μF/450 V的電容串并聯(lián)組成。

采用恒流充放電控制策略，I型三電平PCS并網(wǎng)穩(wěn)態(tài)實驗波形如圖9所示。由圖9可知，當三電平PCS處于逆變狀態(tài)或整流狀態(tài)時，電流能準確跟蹤電流參考指令且總諧波畸變率較小，符合并網(wǎng)標準。

采用恒流充放電控制策略，I型三電平PCS的并網(wǎng)切載實驗波形如圖10所示。由圖10可知，在切載過程中，電流不存在振蕩或畸變，電流總諧波畸變率較小且整個切換過程響應時間較短，切換持續(xù)時間大約為100 ms。

采用恒流充放電控制策略，I型三電平PCS充放電切換實驗波形如圖11所示。由圖11可知，在切換前，I型三電平PCS處于并網(wǎng)逆變狀態(tài)，電壓和電流同相位，功率因數(shù)接近于1，切換后I型三電平PCS處于并網(wǎng)整流狀態(tài)，電壓和電流反向，功率因數(shù)為-1，整個切換過程不存在沖擊，可以實現(xiàn)平穩(wěn)的充放電切換控制。

帶可變分配因子的七段式SVPWM抑制中點電位偏移效果如圖12所示。由圖12（a）可得，上下橋臂電容電壓差ΔUDC在-4～1 V波動，中點電位波動幅度較大。由圖12（b）可得，上下橋臂電容電壓差ΔUDC在-1～1 V波動，中點電位波動明顯得到抑制。

最后測試了樣機的效率曲線，樣機采用恒流充放電控制策略，I型三電平PCS樣機效率曲線如圖13所示。由圖13可知，樣機在半載時，效率達到峰值，峰值效率為92.8%。

5 結(jié) 語

本文通過構(gòu)建I型三電平PCS數(shù)學模型，得到恒流充放電控制策略;針對I型三電平PCS中點電位波動大的問題，提出帶可變分配因子的SVPWM算法，實現(xiàn)對中點電位波動的快速抑制。最后，搭建了1臺功率為12 kW的I型三電平PCS樣機，實驗結(jié)果表明，在恒流充放電控制策略下，所設計樣機穩(wěn)態(tài)、暫態(tài)性能良好，所提出的帶可變分配因子的SVPWM算法能快速抑制中點電位波動且抑制效果明顯。

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收稿日期： 20230925