摘 要：

面向光伏發(fā)電等新能源發(fā)電和電網(wǎng)供電等多能源聯(lián)合供電的發(fā)光二極管（LED）照明應(yīng)用場合，為進一步減小電路器件應(yīng)力和開關(guān)損耗，提出一種有源箝位抑制漏感電壓尖峰緩沖的多端口雙向LED照明驅(qū)動電路，實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)供電與光伏發(fā)電等多能源供電以適應(yīng)多種照明場景。詳細分析所提電路的工作原理和工作過程，以及所提電路在各種工作模式下的穩(wěn)態(tài)工作特性，設(shè)計電路關(guān)鍵參數(shù)和進行計算機仿真分析，研制1臺交流電網(wǎng)輸入電壓范圍為AC 185～265 V、輸出電流為2 A、輸出功率為96 W的電路實驗樣機。所提電路在交流電網(wǎng)供電工作模式下，功率因數(shù)可達0.998，總諧波失真最小為4.7%，電源效率滿載時最高達87.2%。計算機仿真結(jié)果與實驗結(jié)果驗證了所提電路有源箝位方法的有效性。

關(guān)鍵詞：

LED照明; 功率因數(shù)校正; 雙向無橋反激電路; 有源箝位; 應(yīng)力

中圖分類號： TM46

文獻標志碼： A

文章編號： 2095-8188（2024）09-0038-13

DOI：

10.16628/j.cnki.2095-8188.2024.09.007

A Bidirectional Bridgeless Flyback Tri-Port LED Driver with Active Clamping

HUANG Shuchen， LIN Weiming， ZHENG Yong， LIN Zhongyin

［Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion （Fuzhou University）， Fuzhou 350108， China］

Abstract：

In order to apply LED lighting in photovoltaic power generation， other new energy generation， grid power supply， and multi-energy joint power supply scenarios， an active clamping inhibit leakage voltage spike snubber multi-port bidirectional driver structure is proposed， which can realize the grid-side power supply and photovoltaic power and other multi-energy power supply to adapt to a variety of lighting scenarios. The operating principle and operating process of the proposed circuit are analyzed in detail.The steady-state operating characteristics of the proposed circuit in various operating modes are analyzed.The key parameters of the circuit are designed. Finally，the computer simulation are carried out with an AC grid input voltage range of 185～265 VAC， an output current of 2 A and an output power of 96 W is set up. In the AC grid power supply operating mode， the power factor is obtained to be 0.998， the THD is obtained to be 4.7%， and the efficiency of the proposed circuit is obtained to be up to 87.2% at full load. The computer simulation results and experimental results have been obtained to verify the effectiveness of the proposed circuit and its active clamping method.

Key words：

LED lighting; power factor correction; bidirectional bridgeless flyback circuit; active clamping; stress

0 引 言

進入21世紀以來，世界各國工業(yè)迅速發(fā)展，對能源的消耗日益增加，因此能源結(jié)構(gòu)優(yōu)化成為人們關(guān)注的重點。太陽能在新能源中擁有得天獨厚的優(yōu)勢，其分布廣、儲量豐富，因此光伏發(fā)電技術(shù)得到了大力的推廣與發(fā)展。這幾年我國光伏發(fā)電技術(shù)也迅猛發(fā)展，規(guī)模和產(chǎn)能位居世界第二［1］。相比傳統(tǒng)的兩端口變換器，多端口變換器可以將多種能源形式、能量存儲設(shè)備和負載通過一套功率變換裝置集成，提高功率變換器的功率密度、動態(tài)響應(yīng)速度，減少元器件數(shù)目，降低系統(tǒng)成本，提高系統(tǒng)可靠性。多端口變換器在新能源供電系統(tǒng)領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景，被廣泛應(yīng)用在混合動力供電系統(tǒng)中［2-3］。

為了減小傳統(tǒng)功率因數(shù)校正（PFC）電路中半導體功率器件的導通損耗，科研人員于1983年首次提出無橋Boost-PFC拓撲結(jié)構(gòu)［4］，與帶有整流橋的PFC電路相比，無橋PFC電路在工作中的電流始終只流過2個半導體功率器件，這使得電路中半導體功率器件導通總損耗降低，從而提高了PFC電路的效率［5-6］。文獻［7］提出圖騰柱式無橋Boost-PFC電路，其器件相對較少，功率密度高，但該變換器工作在電感電流連續(xù)模式時會產(chǎn)生較大的反向恢復損耗，降低變換器效率。文獻［8］提出雙二極管式無橋Boost-PFC拓撲結(jié)構(gòu)，二極管形成的低頻回路可降低共模噪聲，但是該變換器磁芯利用率低，功率密度低。文獻［9］提出雙向開關(guān)型無橋Boost-PFC拓撲結(jié)構(gòu)，其工作時刻通過連接二極管將輸出和輸入端地電位相連接，因此電路的共模干擾較小，但開關(guān)管中的體二極管需流過主電路電流，承受較大的電流脈沖，造成較為嚴重的反向恢復損耗。

雙向變換器不僅能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向傳輸，而且可以控制輸入、輸出的電能質(zhì)量，被廣泛應(yīng)用于分布式能源系統(tǒng)中［10］。雙向變換器按照隔離功能分為隔離型和非隔離型。非隔離型變換器一般器件較少、拓撲簡單、應(yīng)用成本較低。相比非隔離型變換器，隔離型變換器的一次側(cè)和二次側(cè)之間存在1個變壓器，以實現(xiàn)電氣隔離及能量轉(zhuǎn)換，雖然成本較高，但易實現(xiàn)軟開關(guān)、高功率密度、結(jié)構(gòu)對稱且擁有更高的可靠性。隔離型雙向變換器主要有正激雙向變換器、反激雙向變換器、推挽雙向變換器、半橋雙向變換器以及全橋變換器［11］。反激雙向變換器采用耦合電感的方式傳遞能量，主要應(yīng)用于小功率場合［12］。推挽-混合型全橋式雙向變換器同樣只適用于小功率場合，控制方法簡單。推挽型雙向DC-DC變換器適用于中低壓場合，存在偏磁問題，開關(guān)管電壓應(yīng)力較大。雙半橋式雙向DC-DC變換器采用的器件較少，電壓應(yīng)力比推挽型低，適用于高壓場合，效率較高。隔離型電路可以實現(xiàn)不同等級電壓的電氣隔離，在中、高壓大功率場合應(yīng)用廣泛。相較于傳統(tǒng)反激變換器，無橋反激變換器可以用于雙向電能變換，為多能源供電提供了可能［13］。

對于反激式變換器，變壓器漏感會在開關(guān)管關(guān)斷瞬間的漏源極上產(chǎn)生1個電壓尖峰，這不僅會導致開關(guān)損耗增加、效率降低，還會提高對開關(guān)管的耐壓要求。傳統(tǒng)反激變換器的漏感能量吸收電路為RCD箝位電路，由單個的電阻、電容和二極管組成［14］。在變壓器一次側(cè)并聯(lián)1個RCD結(jié)構(gòu)，可以在開關(guān)管關(guān)斷后增加1個漏感放電回路，將漏感中的能量傳遞給電容儲存，同時對開關(guān)管電壓起到抑制電壓尖峰的作用［15］。電容雖然吸收了漏感能量，但無法將其利用到輸出側(cè)，最終被RCD回路中的電阻消耗殆盡，沒有從本質(zhì)上提高效率［16］。同時，一次側(cè)開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)損耗較大。為了有效提高Flyback變壓器的工作效率，采用了有源箝位技術(shù)［17］。有源箝位反激變換器是傳統(tǒng)反激變換器的一種衍生拓撲，其采用箝位開關(guān)管代替箝位二極管，使得漏感能量被轉(zhuǎn)移到箝位電容后能再次被釋放。有源箝位技術(shù)的引入雖然增加了變換器成本，但可以實現(xiàn)反激變換器漏感能量的回收和一次側(cè)2個開關(guān)管的零電壓開關(guān)（ZVS），更有利于變換器的高頻化，實現(xiàn)更高的功率密度［18］。

本文提出一種雙向無橋有源箝位反激AC-DC發(fā)光二極管（LED）驅(qū)動電路，通過串聯(lián)2個金屬氧化物半導體場效應(yīng)晶體管（MOS）組成的雙向開關(guān)，減少電流回路半導體功率器件數(shù)目，降低導通損耗。結(jié)合所提電路，采用一種有源箝位方法，以減小電壓應(yīng)力和開關(guān)損耗，提高效率和工作可靠性;結(jié)合光伏發(fā)電以及光伏逆變，構(gòu)成3種工作模式的能量雙向流動的多能源供電電路。本文詳細分析了所提電路的工作原理、工作過程，進行了穩(wěn)態(tài)特性分析，開展了電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計。通過計算機仿真分析，設(shè)計了1臺輸出功率為96 W、輸入電壓為交流185～265 V、輸出電流為2 A的樣機，實驗結(jié)果驗證所提電路及有源箝位方案的有效性。

1 一種雙向無橋反激LED驅(qū)動電路

1.1 電路結(jié)構(gòu)

一種雙向無橋反激LED驅(qū)動電路如圖1所示。分為3種工作模式。

工作模式1：圖1中，AC-DC虛線所包圍的部分，當光照不充足且需要LED照明時，完全由交流電網(wǎng)給LED照明供電。

工作模式2：圖1中，DC-DC虛線所包圍的部分，當光照充足且需要LED照明時，完全由光伏發(fā)電給LED照明供電。

工作模式3：圖1中，DC-AC虛線所包圍的部分，當光照充足且不需要LED照明時，光伏逆變發(fā)電將能量并網(wǎng)逆變給電網(wǎng)。

1.2 工作模式1

工作模式1交流電網(wǎng)給LED供電電路如圖2所示。一次側(cè)由功率MOS管VT1、VT2構(gòu)成回路，二次側(cè)VT3、VT4在正負半周分別導通各自回路給LED負載供能。該工作方式下，光伏端發(fā)電口不工作，VT5、VT6關(guān)斷。

由于本文所提電路在正負半周工作對稱，故對其模態(tài)分析僅以交流電網(wǎng)輸入電源周期的正半周為例。工作模式1工作模態(tài)等效電路如圖3所示;非連續(xù)導通模式（DCM）下反激變換器主要工作波形如圖4所示。AC-DC變換電路有3種工作模態(tài)，其工作過程分析如下。

t1時刻前，VT1關(guān)斷，一次側(cè)、二次側(cè)電感電流都為0。

模態(tài)1［t1～t2］：如圖3（a）、圖4中t1～t2，功率MOS管VT2在交流電網(wǎng)輸入的正半周常通，而VT4常斷，VT1導通，VT3關(guān)斷，二次側(cè)VD1、VD2截止。

直至t2時刻，一次側(cè)電感電流iLp由0上升到iLp_pk，其值為

iLp_pk=uinLpTon（1）

模態(tài)2［t2～t3］：如圖3（b）、圖4中t2～t3，功率MOS管VT1關(guān)斷，在正半周VT2仍然常通，二次側(cè)VD2截止，VT4常斷。此時，漏感中的能量無處釋放將與VT1的輸出電容CosVT1諧振，在VT1的漏源極兩端產(chǎn)生電壓尖峰。變壓器繞組Np中儲存的能量通過變壓器繞組Ns1、VD1釋放到輸出電容Co和LED負載，二次側(cè)電流從iLs_pk下降到0，Ns2中儲存的能量釋放完畢，其中，

iLs_pk=n·iLp_pk（2）

式中： n——一次側(cè)、二次側(cè)匝數(shù)比。

模態(tài)3［t3～t4］：如圖3（c）、圖4中t3～t4，功率MOS管VT1關(guān)斷，在正半周VT2常通，VT4常斷，VT3與VT1互補仍導通，但電流為0，二次側(cè)VD1、VD2截止，二次側(cè)電流iLs下降到0開始斷續(xù)，一次側(cè)繞組Np的電感Lp與VT1的輸出寄生電容CosVT1諧振。t4時刻，開關(guān)管導通，一次側(cè)電感電流開始上升。

電路穩(wěn)態(tài)工作時，該電路在模態(tài)1～模態(tài)3循環(huán)工作，處于無橋反激變換器的DCM中，在負半周穩(wěn)態(tài)對稱工作。

1.3 工作模式2

工作模式2光伏發(fā)電給LED供電電路如圖5所示。光伏PV給LED供電，在需要LED且光照充足的情況下，光伏側(cè)利用Npv1和VT5構(gòu)成的回路或Npv2和VT6構(gòu)成的回路，給變壓器一次側(cè)繞組充能，二次側(cè)由Ns1或Ns2釋放能量驅(qū)動LED。

工作模式2工作模態(tài)等效電路如圖6所示;工作模式2主要工作波形如圖7所示。

t1時刻前，VT5關(guān)斷，一次側(cè)、二次側(cè)電感電流為0。

模態(tài)1［t1～t2］：圖6（a）中，功率管VT5導

通，VT6關(guān)斷，電流經(jīng)VD3、Npv1、VT5形成回路，光伏能量釋放到變壓器繞組Npv1，一次側(cè)電流上升，二次側(cè)VT1關(guān)斷沒有電流，能量儲存在逆變器變壓器電感中。

直至t2時刻，開關(guān)管關(guān)斷，一次側(cè)電流iLpv升到Ipvp，值為

Ipvp=UpvLpv1Ton（3）

模態(tài)2［t2～t3］：圖6（b）中，功率管VT5關(guān)斷，VT3導通，變壓器繞組中儲存的能量由Ns1釋放到輸出電容Co和LED負載，漏源電壓uds開始上升，一次側(cè)漏感Lpv1k開始和CosVT5諧振，二次側(cè)電感電流下降，二次側(cè)電流從iLs_pk下降到0，Ns2中儲存的能量釋放完畢，其中，

iLs_pk=n·iLp_pk（4）

模態(tài)3［t3～t4］：圖6（c）中，流過二次側(cè)VD1的電流下降為0，一次側(cè)VT5的輸出電容CosVT5與電感Lpv1諧振。直到t4時刻，開關(guān)管再次開通，穩(wěn)態(tài)工作時變換器在3個模態(tài)中循環(huán)工作。

1.4 工作模式3

工作模式3光伏逆變發(fā)電給電網(wǎng)電路如圖8所示。

在光照充足且不需要LED照明的情況下，可以把光伏的能量逆變發(fā)電給電網(wǎng)，提高能量利用率。工作模式3工作模態(tài)等效電路如圖9所示;工作模式3主要工作波形如圖10所示。以正半周為例進行分析。

t1時刻前，VT5關(guān)斷，一次側(cè)、二次側(cè)電感電流都為0。

模態(tài)1［t1～t2］：圖9（a）中，功率MOS管VT5導通，光伏側(cè)變壓器繞組電感Lpv1電流從0開始線性增加，二次側(cè)VT1關(guān)斷沒有電流，能量儲存在逆變器變壓器電感中，至t2時刻，一次側(cè)電流上升到最大值。

模態(tài)2［t2～t3］：圖9（b）中，變壓器繞組中的能量流經(jīng)功率管VT2、VT1的體二極管形成回路，通過控制VT2的開通關(guān)斷，實現(xiàn)光伏逆變發(fā)電至電網(wǎng)。直至t3時刻，二次側(cè)能量釋放完畢，二次側(cè)電流降為0。

模態(tài)3［t3～t4］：圖9（c）中，流過二次側(cè)二極管的電流下降為0，一次側(cè)VT5的輸出電容CosVT5與電感Lpv1諧振。直到t4時刻，開關(guān)管再次開通，穩(wěn)態(tài)工作時變換器在3個模態(tài)中循環(huán)工作。

2 有源箝位電路設(shè)計

以工作模式1為例，無橋反激AC-DC部分工作時，由于漏感帶來開關(guān)電壓尖峰，危及器件安全，本文提出一種有源箝位電路，用于無橋反激PFC電路，提高變換器的安全工作性能和工作效率。

一種AC-DC無橋PFC有源箝位電路如圖11所示。

用于AC-DC無橋反激PFC拓撲，電路工作在正負半周對稱的狀態(tài)，VTs1、L1、Cs1和VTs2、L2、Cs2組成了2組箝位電路，其中VTs1、L1、Cs1構(gòu)成正半周有源箝位電路，VTs2、L2、Cs2構(gòu)成負半周有源箝位電路。假設(shè)正負半周變換器工作在對稱狀態(tài)，以下都以電網(wǎng)交流輸入的正半周為例進行模態(tài)分析。

由于電路工作在交流輸入正負半周對稱的狀態(tài)，以正半周為例展開分析，VT1正半周導通、VT3正半周導通、VT4正半周關(guān)斷、VTs2正半周關(guān)斷。有源箝位電路等效電路如圖12所示;有源箝位電路正半周主要工作波形如圖13所示。

t1時刻前，諧振電容兩端電壓為UCs1_on，一次側(cè)電感、二次側(cè)電感、電感L1電流都為0。

模態(tài)1［t1～t2］：如圖12（a），t1時刻，功率管VT1常通，VT2導通，箝位二極管VDs3導通，電感L1上的電流先增大后減小到0，電容Cs1在上個開關(guān)周期有儲存的能量，電壓方向如圖12（a），通過VT2、L1、VDs3回路與L1諧振放電，開關(guān)管導通的瞬間Cs1上的電壓為反射電壓，表達式為

uCs1_on=Uor=NpNs1Uo（5）

至t2時刻，諧振電容Cs1兩端電壓諧振到-UCs1_on，電感L1電流為0。

模態(tài)2［t2～t3］：如圖12（b），t2時刻，電容Cs1上的電壓諧振到-UCs1_on，此時VDs3反向截止，阻止諧振電流反向，電感L1上的電流為0。二次側(cè)輸出電容為LED供電，電容Cs1上的電壓保持不變直到VT2關(guān)斷。

至t3時刻，電感Lp兩端電流上升到最大值，諧振電容兩端電壓保持在-UCs1_on。

模態(tài)3［t3～t4］：如圖12（c），VT2關(guān)斷，同時VTs1導通，電容Cs1電壓方向為左“+”右“-”，變壓器漏感能量通過Cs1與CosVT2釋放，由于Cs1CosVT2，起到了箝位作用，減小了CosVT2的電壓尖峰。VT2關(guān)斷瞬間，二次側(cè)VD1仍處于反向截止狀態(tài)，Cs1反向充電到UoNp/Ns，二次側(cè)VD1導通，此時變壓器繞組電壓被輸出電壓Uo箝位，VDs1反向截止。t4時刻，電容Cs1兩端電壓反向充電到UoNp/N。

模態(tài)4［t4～t5］：圖12（d）中，二次側(cè)二極管VD1導通，此時Cs1上的電壓等于反射電壓Uor。因此，二極管VDs1截止，電容Cs1電壓保持不變，等待下一個開關(guān)周期。變壓器中儲存的能量經(jīng)二極管VD1、開關(guān)管VT3釋放到LED負載，二次側(cè)電感電流逐漸減小，直到斷續(xù)。t5時刻，Cs1上的電壓維持在UoNp/N，二次側(cè)電感電流為0。

模態(tài)5［t5～t6］：圖12（e）中，二次側(cè)電感電流斷續(xù)，二次側(cè)VD1截止，由輸出電容Co向LED負載供電。t6時刻，Cs1上的電壓維持在UoNp/N。

等待下一個開關(guān)周期，VT2導通，則LCD電容Cs1與LCD電感L1諧振，變換器在模態(tài)1～模態(tài)5循環(huán)工作。

3 穩(wěn)態(tài)工作特性

3.1 網(wǎng)側(cè)特性

將交流輸入源定義為

uin（t）=Umsinωt（6）

式中： Um——交流輸入電壓的峰值;

ω——交流電源的基波角頻率。

在占空比固定的情況下，各開關(guān)周期內(nèi)輸入電流的峰值為

ip_pk=uinLpDTS=uinsinωtLpDTS（7）

式中： D——占空比;

TS——開關(guān)周期;

Lp——一次側(cè)電感。

根據(jù)三角形面積，可以得到各開關(guān)周期內(nèi)的輸入電流平均值為

ip_avg=12ip_pkDTSTS=12ip_pkD=uinsinωt2LpD2TS（8）

在DCM下，反激變換器電感電流能夠自動跟蹤輸入電壓變化，為正弦函數(shù)，因此能自動實現(xiàn)功率因數(shù)校正。

3.2 DCM下輸入輸出電壓變比

工作在DCM狀態(tài)下的反激變換器在1個開關(guān)周期內(nèi)可劃分為3個階段。

第1階段，0～D1TS，一次側(cè)開關(guān)管導通，二次側(cè)二極管關(guān)斷，此時

ULm=uiniC=-UoR（9）

式中： R——負載電阻;

Lm——一次側(cè)電感;

iC——輸出電容電流。

第2階段，D1TS～（D1+D2）TS，一次側(cè)開關(guān)管關(guān)斷，二次側(cè)二極管導通，此時

ULm=-nUoiC=iVD-UoR（10）

式中： n——變壓器一次側(cè)、二次側(cè)變比;

iVD——二次側(cè)二極管電流。

第3階段，（D1+D2）TS～TS，一次側(cè)開關(guān)管關(guān)斷，二次側(cè)二極管關(guān)斷，此時

ULm=0iC=-UoR（11）

當電路達到穩(wěn)態(tài)時，忽略電容兩端的紋波，電感兩端電壓遵循伏秒平衡，因此

∫to+TstouLmdt=0（12）

由此可得：

M=Uouin=D1nD2（13）

同時，電路達到穩(wěn)態(tài)時，電容在1個周期內(nèi)充放電電荷為0，因此

∫to+TstoiCdt=0（14）

由上述方程可得：

Uo=nRimD22D2=2Lmn2RTS（15）

其中，im=uinD1TS/Lm。

因此，DCM工作模式下，反激變換器穩(wěn)態(tài)輸入輸出電壓變比為

M=Uouin=D1nD2=D12Lm/RTS（16）

3.3 應(yīng)力特性

由于變換器工作在正負半周對稱狀態(tài)，VT1、VT2電壓應(yīng)力相同，計算公式為

udsVT1_max=udsVT2_max=uin_max+uor+Uk （17）

式中： uor——反射電壓;

Uk——漏感尖峰電壓。

由于變換器工作在正負半周對稱狀態(tài)，VT3、VT4電壓應(yīng)力相同，計算公式為

udsVT3_max=udsVT4_max=uin_pk/n+Uo（18）

VTs1、VTs2用于有源LCD箝位電路的控制，當主開關(guān)管導通，VTS1、VTS2分別與其對應(yīng)的主開關(guān)管互補關(guān)斷，電壓應(yīng)力相等，計算公式為

udVTs1_max=udVTs1_max=uin_pkmax（19）

二極管VD1、VD2、VDs1、VDs2的反向電壓為

ud_max=uin_pk/n－Uo（20）

4 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

4.1 變壓器初級電感Lp

定義輸入電壓有效值最小值為uin_min，二次側(cè)反射電壓為uor，則其比值為

KU_min=2uin_minuor（21）

在反激變換器變壓器計算式中，經(jīng)常用到2個特殊函數(shù)F1（KU）和F2（KU），表達式分別為

F2（KU）=0.5+1.4×10-3KU1+0.815KU（22）

F1（KU）=0.637+4.6×10-3KU1+0.729KU（23）

一次側(cè)繞組電流峰值ip_pk可表示為

ip_pk=2Pinup_pkminF1（KU）=2Pinuin_minF1（KU）（24）

無橋反激變換器的PFC功能要求反激變換器工作在電感電流斷續(xù)狀態(tài)，可以先求出變換器工作在電感電流斷續(xù)和連續(xù)臨界狀態(tài)的電感值，讓實際使用的電感值小于該值即可。

Lp≤1F2（KU_min）u2p_pkmin2（1+KU_min）fSPin_max（25）

實際應(yīng)用式（25）時，通常取

Lp≈up_pkmin（1+KU_min）fSip_pk（26）

4.2 一次側(cè)繞組匝數(shù)Np、匝比n

開關(guān)管關(guān)斷時刻，電容Cs1先放電后充電，為保證放電路徑不流過交流輸入電源影響PF值，要求電容Cs1在開關(guān)管關(guān)斷時刻的電壓小于交流輸入電源瞬時電壓的峰值，即

uin_pkmax≤nUo（27）

一次側(cè)繞組匝數(shù)Np為

Np=uin_pkmaxDmaxfSBmAe（28）

4.3 電容參數(shù)計算

反激變換器的輸出電容設(shè)計主要涉及輸出功率Po、輸出電壓紋波ΔUo、開關(guān)頻率fS。本文無橋反激PFC電路輸出的電壓紋波為PFC電路輸出的工頻紋波2倍。根據(jù)傅里葉級數(shù)，輸出電流的二次工頻諧波可表示為

Io（2）=is_pkKUπ∫π0sin2θcos2θ1+KUsinθdθ=2Ioπ∫π0sin2θcos2θ1+KUsinθdθ∫π0sin2θ1+KUsinθdθ=2IoH2（KU）F2（KU）（29）

于是輸出電壓紋波ΔUo可表示為

ΔUo=2Io（2）Z2f（Co）=1π·H2（KU）F2（KU）·IofCo（30）

將待求量Co提出來，則

Co=1π·H2（KU）F2（KU）·IofΔUo（31）

5 仿真與實驗結(jié)果

本文設(shè)計了仿真電路和實驗樣機。電路主要參數(shù)如表1所示;96 W有源箝位反激變換器樣機如圖14所示。

5.1 仿真結(jié)果

5.1.1 網(wǎng)側(cè)特性

為了驗證電路的可行性和參數(shù)設(shè)計的合理性，利用PSIM對所提有源箝位無橋反激進行仿真分析。

設(shè)計輸入電壓分別為185 V、220 V、265 V，滿載狀態(tài)下。不同交流輸入電壓時滿載的輸入電壓uin、輸入電流iin波形如圖15所示。由圖15可知，輸入電流為正弦波，輸入電壓與輸入電流同相位，滿足設(shè)計要求。

5.1.2 應(yīng)力特性

額定輸入電壓時電感L1和VT2的電流波形如圖16所示。由于變換器工作在正負半周對稱的狀態(tài)，波形僅在交流輸入的正半周峰值和谷值展開。由圖16可知，iL1無論在交流輸入的峰值還是谷值，每一個開關(guān)周期都是從0開始線性上升，于是無橋反激一直工作在電感電流斷續(xù)狀態(tài)。VT2導通時，LCD電容Cs1和電感L1諧振，與電感電流疊加，構(gòu)成了流過VT2的電流，仍從0開始上升，保證了開關(guān)管工作在ZCS-ON狀態(tài)。

額定輸入電壓時VT2柵源Ugs2、漏源電壓Uds2、開關(guān)管電流iVT2波形如圖17所示。由圖17可知，VT2實現(xiàn)了ZCS-ON，且開關(guān)管關(guān)斷瞬間Uds尖峰較小，有源箝位起到了保護開關(guān)管的效果。當VT2關(guān)斷，流過開關(guān)管的電流iVT2與漏源電壓Uds2幾乎無交疊，實現(xiàn)了軟開關(guān)。

5.2 實驗結(jié)果

為進一步驗證理論分析的正確性，根據(jù)電網(wǎng)對LED照明供電部分，研制了1臺96 W/2 A的實

驗樣機，對實驗波形、樣機的效率、功率因數(shù)（PF值）以及總諧波失真（THD）等參數(shù)進行了分析。

5.2.1 網(wǎng)側(cè)特性

變換器滿載時不同輸入電壓下VT1、VT2的漏源電壓uds1、uds2，以及交流輸入uin和iin波形如圖18所示。

由圖18可知，交流輸入電流iin有較好的正弦度，且隨交流輸入電壓uin的相位變化，有較高的功率因數(shù)以及較低的THD。

不同交流輸入電壓時PF值對比如圖19所示。由圖19可知，樣機的PF值整體高于文獻［20］中的單級反激PFC電路，表明本文所提變換器具有更高的性能。

圖18 變換器滿載時不同輸入電壓VT1、VT2的漏源電壓uds1、uds2，以及交流輸入uin和iin的波形

5.2.2 應(yīng)力特性

交流輸入正半周時VT1、VT2漏源電壓uds1、uds2以及電流iL波形如圖20所示;交流輸入負半周時VT1、VT2漏源電壓uds1、uds2以及電流iL波形如圖21所示。由圖20和圖21可知，無論是交流電網(wǎng)輸入的正半周還是負半周，一次側(cè)開關(guān)管

導通，電感電流iL均從0開始線性增加，無橋反激PFC變換器工作在電感電流DCM狀態(tài)，VT1、VT2的漏源電壓峰值均為910 V，所用開關(guān)管耐壓為1 200 V。所設(shè)計箝位電路保證了電路的工作安全，變換器變壓器一次側(cè)電感值設(shè)計合理，開關(guān)管在安全狀態(tài)下工作。

交流輸入正半周箝位電路工作波形如圖22所示;交流輸入負半周箝位電路工作波形如圖23所示。

由圖22、圖23可知，交流電網(wǎng)輸入正負半周時，有源箝位電路對稱工作。以交流電網(wǎng)輸入正半周為例分析，VT2關(guān)斷時，LCD電容Cs1吸收漏感能量，電壓迅速上升到Uor箝位開關(guān)管電壓，直到開關(guān)管導通，LCD電容Cs1與LCD電感L1諧振放電，直到電壓變?yōu)?Uor，二極管VDs2反向截止阻止電容電壓反向減小，直到開關(guān)管再次關(guān)斷。由此可知，有源LCD箝位電路，漏感能量在LC中諧振，并由Cs1回饋到變壓器一次側(cè)電感。

5.2.3 效 率

滿載時效率始終在85%以上，在交流電網(wǎng)輸入電壓為220 Vrms時最大效率為86.88%，在交流電網(wǎng)輸入電壓為185 Vrms時最小效率為85.64%，滿足設(shè)計要求。

6 結(jié) 語

面向新能源發(fā)電和多能源供電的LED照明應(yīng)用場合，為進一步減小導通損耗和開關(guān)損耗，提高電路工作可靠性，本文提出一種雙向無橋有源箝位反激LED驅(qū)動電路，實現(xiàn)多能源供電與能量雙向流動。反激變換電路的漏感通常產(chǎn)生較大的電壓尖峰，導致開關(guān)損耗較大，同時影響器件工作可靠性。為進一步減小開關(guān)損耗和開關(guān)應(yīng)力，提高變換電路轉(zhuǎn)換效率和工作可靠性，本文提出一種有源箝位的抑制漏感電壓尖峰緩沖電路，詳細分析了有源箝位電路的工作原理、工作過程并開展了計算機仿真分析。

本文研制了1臺所提出電路的實驗樣機，實驗結(jié)果表明，在電網(wǎng)單獨供電工作情況下，所提出電路功率因數(shù)最高為0.998，THD最小為4.7%，變換電路最高效率可達87.2%;所提有源箝位方法可有效抑制漏感引發(fā)的電壓尖峰，開關(guān)管在滿載條件最大電壓應(yīng)力為910 V。計算機仿真和實驗結(jié)果均驗證了所提電路有源箝位方法的有效性。

【參 考 文 獻】

［1］ 李俊波，閆鵬，魏業(yè)文，等.一種新型SEPIC可拓展高增益DC-DC變換器［J］.電機與控制學報，2023，27（4）：64-74.

［2］ 周宙，李歡歡，毛行奎.應(yīng)用于離網(wǎng)光伏系統(tǒng)的三端口變換器研究［J］.電器與能效管理技術(shù)，2020（3）：77-82，87.

［3］ 林國慶，黃毅敏.一種非隔離型高增益三端口DC-DC變換器［J］.電機與控制學報，2023，27（2）：98-111.

［4］ 徐玉珍，萬陸峰，金濤，等.一種單級無橋Sepic_LLC變換器及其滑?？刂疲跩］.電機與控制學報，2022，26（9）：77-88.

［5］ 陳欣瑋，林維明，景華峰.基于UCC28065的交錯Boost PFC電路TM控制方法研究［J］.電器與能效管理技術(shù)，2022（10）：17-24.

［6］ 曹太強，李清，王軍，等.無橋Dual-Sepic PFC變換器分析與設(shè)計［J］. 電機與控制學報，2015，19（2）：39-44.

［7］ SALMON J C. Circuit topologies for PWM boost rectifiers operated from 1-phase and 3-phase AC supplies and using either single or split DC rail voltage outputs［C］//Applied Power Electronics Conference amp; Exposition，1995：473-479.

［8］ 林鋆.雙模式圖騰柱無橋PFC電路的研究［J］.電器與能效管理技術(shù)，2021（10）：57-64.

［9］ SOUZA A F D，BARBI I. High power factor rectifier with reduced conduction and commutation losses［C］//21st International Telecommunications Coference TNTELEC′99，1999：158.

［10］ QIN D C，QIN S，WANG T T，et al. Balanced control system based on bidirectional flyback DC converter［J］.Energies，2022，15（19）：7226.

［11］ 鮑諺，姜久春，張宏韜，等.電動汽車與電網(wǎng)能量交互的雙向變流器拓撲研究［J］.中國電機工程學報，2012，32（31）：50-58.

［12］ 羅敏，梁暉.LC串聯(lián)諧振型雙向DC/DC變換器研究［J］.電器與能效管理技術(shù)，2020（2）：30-40，46.

［13］ 王亮，徐玉珍. 新型雙向大變比DC/DC變換器研究［J］.電器與能效管理技術(shù)，2019（16）：10-14，21.

［14］ 賁洪奇，丁明遠，范會爽，等.一種單級全橋PFC變換器電壓尖峰抑制方法［J］.電機與控制學報，2019，23（10）：23-32.

［15］ 趙海偉，秦海鴻，朱梓悅.反激變換器中RCD箝位電路的分析與設(shè)計［J］.電源學報，2015，13（3）：41-49.

［16］ 劉樹林，曹曉生，馬一博.RCD鉗位反激變換器的回饋能耗分析及設(shè)計考慮［J］.中國電機工程學報，2010，30（33）：9-15.

［17］ XUE L X， ZHANG J. Highly efficient secondary-resonant active clamp flyback converter［J］.Transactions on Industrial Electronics，2018，65（2）：1235-1243.

［18］ 蔣云楊，張純亞，王強.一款高效有源鉗位同步整流開關(guān)電源設(shè)計［J］. 電器與能效管理技術(shù)，2017（12）：31-34，49.

收稿日期： 2024-04-25