(1.吉林省經濟管理干部學院,長春 130021;2.長春理工大學,長春 130022)

1 引 言

隨著汽車數量的快速增加，交通事故頻繁發(fā)生，由此導致的生命財產損失數目驚人，所以，世界各國的汽車制造商、大學和科研院所先后投入大量的人力、物力、財力研制汽車防撞系統(tǒng)。但防撞雷達系統(tǒng)中掃頻源的參數直接影響到雷達的可靠性和測距的性能，因而高穩(wěn)定度的掃頻源也成為整個汽車防撞雷達系統(tǒng)設計中的重要部分。

實現掃頻源的方法通常有兩種[1]，一種是混頻的方法，另一種是直接數字頻率合成(DDS)的方法。前者混頻后的高次諧波直接影響掃頻源質量，如果沒有窄帶濾波器，高次諧波將引起通信帶寬內的噪聲基底提升，使信噪比下降，降低了通信的距離，增加了通信的誤碼率，目前國內外大多數汽車防撞雷達都采用這種混頻方法。DDS技術主要解決了高次諧波的問題，但雜散問題也是DDS技術不可避免的。AD公司新推出的AD9910芯片，解決了之前DDS芯片雜散高的問題[2]。本文主要設計了以AD9910為主芯片，以DSP(TMS320LF2407[3])作為控制芯片的汽車防撞雷達掃頻源，利用AD9910輸出的低雜散差分信號，后接低通聲表濾波器或帶通濾波器，濾除無關頻率分量，從而得到某一頻率上單一穩(wěn)定的信號。

2 硬件電路設計

(1)AD9910介紹

AD9910集成了14位的D/A[4]，采樣頻率最大可達1 Gsample/s，最小頻率步長約為0.23 Hz，同時也能實現快速的輸出信號變化。輸出信號的頻率、相位和幅度可以同時改變，AD9910通過串行I/O口控制其內部的控制寄存器，利用這些寄存器可以完成快速跳頻、掃頻等實際工程的需要。它的輸出信號參數通過改變相應的寄存器來完成，相應用法見軟件設計部分。

AD9910支持只通過SDIO引腳進行讀/寫的二線模式和通過SDIO/SDO進行讀/寫的三線模式，兩種模式都需要CS和I/O-RESET配合使用。它的控制信號來自于DSP，它的串口和DSP的SPI總線相連，由DSP控制AD9910的寄存器，進而控制輸出信號的頻率、相位和幅度。

(2)電源部分設計

AD9910芯片需要兩個電源，分別為+1.8 V和+3.3 V。芯片的+3.3 V電源引腳直接接到DSP的+3.3 V電源上，而+1.8 V電源引腳則需要單獨引入?；谝陨锨闆r，本設計采用+5 V電源輸入，需要的+3.3 V和+1.8 V電源分別通過LM117和LM1764-1.8兩個電源轉化模塊得到，并且兩個模塊最大輸出電流分別為500 mA和2 A，電源容量滿足要求。

不粘鍋只是在鋁鍋、鐵鍋、不銹鋼鍋基礎上加了一層不粘涂料，短期內可不生銹、不易粘鍋、少油煙，清潔方便、導熱均勻，但通常涂層會隨著使用而消耗。

(3)串口規(guī)定

DSP的SPI總線的最快速率為10 Mbit/s(參考時鐘為40 MHz)，完全可以滿足DDS串口數據傳輸的要求。其中SCLK接到DSP的IOPC4，SDIO接到DSP的IOPC2，CS接到IOPC5，I/O-RESET接IOPC0，I/O-UPDATE接IOPC1。DDS參考時鐘由恒溫晶振OCXO提供。輸出的差分信號通過耦合線圈合成一路信號后，再經過巴特沃茲濾波器去除一次高頻分量[5]，這樣可以得到純凈的有用信號，如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)硬件框圖Fig.1 System hardware block diagram

(4)倍頻部分

DDS輸出信號頻率只有幾百兆赫，而高頻通信所用的頻率源大多為幾吉到幾十吉赫，這樣需要倍頻。本設計采用的倍頻系統(tǒng)是先二倍頻、再三倍頻、又二倍頻的形式，每次倍頻后使用窄帶濾波器進行濾波，再進行下一次倍頻。

理論上，只要濾波器帶寬足夠窄，便可以得到倍頻后信號的任何高次諧波[6]。本設計就是采用這一點來實現的，即在盡可能少的倍頻次數下得到高頻率的有用信號。如第一次二倍頻后，選取輸出信號中4次或6次諧波作為下一級倍頻的輸入信號，這樣就可以減少一次倍頻過程。

在電路設計過程中，由于系統(tǒng)使用了+5 V、+3.3 V等多種數字電源和模擬電源，并且外加參考頻率的輸入線、輸出信號的微帶線和控制信號線同時存在于系統(tǒng)內部，因此在設計PCB電路板時為避免信號線間相互干擾，電源輸入端通過電感和濾波電容進行濾波，數字地和模擬地通過電感耦合。

線性掃頻源輸出頻率變化的時間差是一個十分重要的參數，以往的汽車防撞雷達中這部分大多數都達到了微秒數量級，與利用TMS320VC5416實現的防撞雷達系統(tǒng)[7]或利用AD9958實現的防撞雷達系統(tǒng)[8]相比，由于采用了AD9910芯片，本設計的頻率變化可以在納秒數量級內完成，這樣就增加了在等速度條件下防撞雷達的預警時間，保證了防撞效果，大大提高了行車的安全性。

3 軟件設計

本信號源軟件設計部分主要就是對AD9910初始化的控制，把相應的控制字寫入到寄存器內，如果需要改變頻點、相位等參數，可以重新寫控制字即可。

(1)串口初始化

本設計所使用的串口模式為二線模式，SDIO、SCLK和片選信號之間的時序如圖2所示。數據在時鐘上升沿有效，串口傳輸指令格式為先發(fā)送指令字節(jié)，再發(fā)送數據。

圖2 串口時序圖Fig.2 Serial interface sequential diagram

圖2中，指令字節(jié)的格式如表1所示。

表1 指令字節(jié)Table 1 Instruction byte

表1中，R/W為讀/寫控制位，1為讀，0為寫，X為無效位。

A4～A0寄存器控制位，不同的數字組合代表對不同的寄存器進行讀/寫操作。在一幀數據中控制器先發(fā)送指令字節(jié)(高位在前，低位在后)，第二個字節(jié)后為數據部分，根據寫入寄存器的不同，數據字節(jié)長度也不同。

DSP的開發(fā)系統(tǒng)是CCS(Code Composer Studio)，它支持C/C++語言，它初始化SPI總線程序如下：

int spiinitial()

{*SPICCR=0X0047;*SPICTL=0X0006;*SPIBRR=0X27;*SPICCR=*SPICCR|0X0080;}

寫寄存器程序如下：

int spitrans(data)

{int f;*SPITXBUF=data;

while(1)

{f=*SPISTS&0X40;if(f==0x40) break;}

*SPIRXBUF=*SPIRXBUF;*PCDATDIR=(*PCDATDIR|0X0FF00)&0X0FF00;delay();}

(2)寄存器控制

由于DSP串口用8位數據傳輸，所以程序中spitrans()函數中數據為高8位有效，低8位補0，如spitrans(0xXX00);delay();…}，其中XX代表8位16進制數據。

4 測試與分析

測試所采用的是頻譜分析議Aglient E4447A，DDS輸出信號頻譜如圖3所示，信號輸出幅度為-8 dBm，并可調整其大小，考慮到所接信號線和接頭上的損耗，實際輸出信號幅度應大于-8 dBm。從圖中可以看出，經過低通濾波后的DDS輸出信號的相噪已達-70 dBc/Hz@1 kHz，雜散已被濾除。

圖3 AD9910輸出信號Fig.3 The output signal of AD9910

圖4 倍頻后X頻段信號Fig.4 X-band signal after frequency multiplication

倍頻后頻譜如圖4所示。從圖中可以看出，倍頻后信號(X頻段)的相噪為-70 dBc/Hz@1 kHz左右。由于倍頻器有插入損耗，所以信號在高頻段幅度下降到-16 dBm。在設計中，DDS參考時鐘采用的是參數(頻率穩(wěn)定度、相噪)足夠好的恒溫晶振，所以，AD9910輸出的射頻信號就可以達到很高的精確度和較低的相位噪聲。依靠 AD9910輸出的多種多樣的調制信號模式[9]，信號源不但能輸出一定頻率的正弦波，還能產生各種各樣的調制信號，包括 AM、FM、ASK、FSK等信號模式，并且控制非常靈活。

5 結 論

上述分析和試驗結果表明，本設計所提供的信號在幅度、相噪和穩(wěn)定度完全滿足整個汽車防撞雷達系統(tǒng)對這掃頻源信號的要求。在實際的測試和多目標識別過程中，采用本設計的信號源作為本振(LO)或基帶信號進行調制、解調也完全達到了要求。利用AD9910實現的掃頻源具有誤碼率低的優(yōu)點，并且在-40℃環(huán)境下仍可正常工作，在溫度和可靠性上都有明顯的提高。在設計PCB電路板時為避免電磁干擾，信號線與電源線間通過通孔隔離，去除了集膚效應。

由于AD9910芯片功耗較大，為保證長期可靠工作，在實際使用過程中，在芯片表面加一個散熱片效果會更好。另外，在后續(xù)研發(fā)中為了增加毫米波汽車防撞雷達系統(tǒng)的預警距離，可以在掃頻源信號接到射頻前端前再加入一級或二級放大電路，放大信號的功率。

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