廉玉欣 李浩昱 吳建強(qiáng) 楊世彥

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動(dòng)化學(xué)院 哈爾濱 150001）

基于MTLs弱耦合串?dāng)_模型的開關(guān)電源傳導(dǎo)發(fā)射

廉玉欣 李浩昱 吳建強(qiáng) 楊世彥

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動(dòng)化學(xué)院 哈爾濱 150001）

由于串?dāng)_耦合效應(yīng)的影響，開關(guān)電源輸入輸出線距離較近時(shí)，輸入線和輸出線傳導(dǎo)噪聲高頻段相互耦合明顯，不利于EMI濾波器的設(shè)計(jì)。針對輸入線和輸出線同側(cè)的開關(guān)電源，基于多導(dǎo)體傳輸線（MTLs）理論和弱耦合串?dāng)_模型，分析了共模噪聲電流傳播途徑，建立了開關(guān)電源輸入輸出線串?dāng)_模型，并給出單位長度參數(shù)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，輸出線傳導(dǎo)噪聲的變化能夠影響輸入線的測試結(jié)果。針對輸入輸出線傳導(dǎo)發(fā)射，提出了相應(yīng)的改善措施。

多導(dǎo)體傳輸線 EMI濾波器 共模噪聲 開關(guān)電源 傳導(dǎo)發(fā)射

1 引言

隨著開關(guān)電源在現(xiàn)代工業(yè)社會中日益廣泛的應(yīng)用，其功率變換單元的PWM開關(guān)器件產(chǎn)生的EMI問題也逐漸引起了電磁兼容（EMC）工程師的重視[1-3]。一般來說，開關(guān)電源電網(wǎng)側(cè)輸入線和負(fù)載側(cè)輸出線的傳導(dǎo)發(fā)射都不能滿足電磁干擾傳導(dǎo)發(fā)射標(biāo)準(zhǔn)，因此需要在輸入輸出端口放置 EMI濾波器[4-6]。根據(jù)傳導(dǎo)耦合方式的不同將電磁干擾分為差模（DM）和共模（CM）兩種，通常需要將 DM噪聲和 CM噪聲分別進(jìn)行考慮設(shè)計(jì)EMI濾波器。文獻(xiàn)[7]針對混合模式干擾（MM）下的濾波器設(shè)計(jì)進(jìn)行了研究。已經(jīng)有文獻(xiàn)通過對EMI濾波器寄生效應(yīng)的研究，改善了濾波器的高性能[8-11]。然而往往這些濾波器放到電源端口，實(shí)際效果與期望并不一致。文獻(xiàn)[12]分析了濾波器寄生參數(shù)與交流輸入線變換阻抗之間的相互影響，從而削弱了EMI濾波器的高頻特性。

水平井牽引機(jī)器人地面供電電源為整個(gè)牽引器工作提供所有能量，要求輸出電壓紋波小，保證地面控制系統(tǒng)與牽引器之間的載波通信的正確性。當(dāng)電網(wǎng)側(cè)輸入線和負(fù)載側(cè)輸出線從電源模塊的同一側(cè)引出時(shí)，輸入線和輸出線之間存在串?dāng)_耦合，影響通信質(zhì)量。因此有必要深入研究開關(guān)電源輸入線和輸出線傳導(dǎo)發(fā)射串?dāng)_耦合問題。已經(jīng)有很多文獻(xiàn)理論分析了MTLs的串?dāng)_耦合現(xiàn)象[13-16]，但沒有針對開關(guān)電源的輸入線和輸出線進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究。

本文以水平井牽引機(jī)器人地面供電開關(guān)電源為研究對象，分析了輸入線和輸出線共模噪聲的傳播途徑?；贛TLs理論和弱耦合串?dāng)_模型，建立開關(guān)電源輸出線和輸入線串?dāng)_模型，根據(jù)模型可具體地說明輸出線與輸入線串?dāng)_耦合對傳導(dǎo)發(fā)射的作用規(guī)律。最后通過改變輸出CM濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，減小輸出線上的共模噪聲電流，從而也減小了串?dāng)_耦合到輸入線上的高頻噪聲，使得開關(guān)電源輸出線和輸入線傳導(dǎo)發(fā)射都能夠滿足要求的EMI標(biāo)準(zhǔn)。

2 串?dāng)_耦合模型分析

2.1 CM噪聲在輸入線和輸出線上的傳播途徑

所研究的開關(guān)電源交流側(cè)輸入線和負(fù)載側(cè)輸出線EMI傳導(dǎo)發(fā)射測量原理圖如圖1所示。開關(guān)電源由輸入濾波器，功率因數(shù)校正（PFC）主電路，DC/DC主電路，輸出濾波器構(gòu)成。具體的測試布局參考EN55022標(biāo)準(zhǔn)，主要由線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)（LISN）、電源輸入引線、電源模塊、輸出負(fù)載引線、負(fù)載、噪聲分離網(wǎng)絡(luò)和頻譜分析儀組成。

圖1 開關(guān)電源EMI傳導(dǎo)發(fā)射測量原理圖Fig.1 Conducted EMI measurement setup for a switching power supply

測試輸入線傳導(dǎo)發(fā)射時(shí)，LISN放置在交流電網(wǎng)與電源模塊輸入端口之間，與L線和N線相連。CM噪聲首先通過開關(guān)電源與地平面之間的寄生電容流向地平面，在輸入CM濾波器的作用下，大部分CM噪聲被旁路掉，剩余的CM噪聲2iCM通過地平面、LISN、輸入線返回到開關(guān)電源模塊[12]。頻譜分析儀檢測到的輸入線傳導(dǎo)發(fā)射CM噪聲即經(jīng)過噪聲分離網(wǎng)絡(luò)分離后的剩余CM噪聲VCM。

測試輸出線傳導(dǎo)發(fā)射時(shí)，LISN放置在負(fù)載與電源模塊輸出端口之間，CM 噪聲首先通過寄生電容流向地平面，在輸出CM濾波器的作用下，大部分CM噪聲被旁路掉，剩余的CM噪聲2iC′M通過地平面、LISN、輸出線返回到開關(guān)電源模塊。頻譜分析儀檢測到的CM噪聲為VC′M。

對比輸出線和輸入線傳導(dǎo)發(fā)射測量原理圖，可以看出電源模塊外部地線上的CM噪聲電流由兩部分構(gòu)成，經(jīng)過輸入線流回電源輸入端的2iCM和經(jīng)過輸出線流回電源輸出端的2iC′M。由此給出CM噪聲在輸入線和輸出線上的傳播途徑，如圖2所示。

圖2 共模噪聲電流傳播途徑Fig.2 Common mode noise currents propagation paths

假設(shè)CM噪聲源為電流源，總的CM噪聲源電流是 i，一部分 CM噪聲iCM1通過輸入濾波器旁路掉，一部分CM噪聲iC′M1通過輸出濾波器旁路掉，剩余的CM噪聲i1分別通過輸入線和輸出線返回電源模塊。雖然總的CM噪聲是一定的，但是利用文獻(xiàn)[4]和文獻(xiàn)[6]測試計(jì)算從輸入端口看進(jìn)去的 CM噪聲和從輸出端口得到的結(jié)果卻是不一樣的。加入兩個(gè) LISN的目的是為了分別測試輸入線和輸出線的CM噪聲。

2.2 弱耦合串?dāng)_模型的建立和分析

根據(jù)MTLs理論，當(dāng)輸入線和輸出線距離較近時(shí)，必然通過參考地線產(chǎn)生串?dāng)_耦合現(xiàn)象[3,13-16]。三導(dǎo)體傳輸線模型如圖3所示，單位長度等效電路如圖 4所示[3,12]。對于圖 3和圖 4的傳輸線模型，本文主要考慮的是150kHz～30MHz傳導(dǎo)頻率范圍，輸入輸出線傳導(dǎo)發(fā)射，因此有如下假設(shè)和分析：①假設(shè)傳輸線都是均勻無損耗傳輸線，傳輸線上只存在唯一的橫電磁波（TEM）傳播模式。②由于傳輸線導(dǎo)體的橫截面尺寸是電小的，對于任意長度的傳輸線（電長線抑或電短線），都可以唯一地定義電壓和電流。③在 150kHz～30MHz的頻率段內(nèi)，本文考慮的傳輸線為電短傳輸線。④多導(dǎo)體傳輸線的間距大于 50mil（1mil=25.4×10?6m），發(fā)射電路和接收電路的二次耦合很弱，可以忽略?；谏鲜?點(diǎn)假設(shè)，忽略邊緣散射效應(yīng)。圖3和圖4模型近似適用于有限長的輸入輸出端。

圖3 三導(dǎo)體傳輸線模型Fig.3 Three conductor transmission lines

圖4 單位長度等效電路Fig.4 The per-unit-length equivalent circuit

圖 3中由源阻抗 RS和源電壓 VS(t)組成的源，通過發(fā)射線和參考地線與負(fù)載電阻 RL相連。IG(z,t)表示發(fā)射線的電流，VG(z,t)表示發(fā)射線與參考地線之間的電壓。發(fā)射線的電壓和電流將會產(chǎn)生電磁場，與接收線電路相互作用，在接收線中感應(yīng)出電流IR(z,t)和電壓VR(z,t)。這個(gè)感應(yīng)電壓和電流會在接收電路的近端和遠(yuǎn)端產(chǎn)生電壓VNE(t)和VFE(t)。RNE和RFE分別表示近端和遠(yuǎn)端負(fù)載。

圖4中l(wèi)G和lR分別表示發(fā)射電路和接收電路每單位長度自電感，lm為單位長度互電感。cG和 cR分別表示發(fā)射電路和接收電路與參考地線之間的每單位長度自電容，cm為單位長度互電容。

根據(jù)圖3和圖4得出MTLs方程[3]

從MTLs方程可以看出，在接收線上產(chǎn)生的感應(yīng)電壓和感應(yīng)電流也會產(chǎn)生電磁場，經(jīng)過二級耦合，在發(fā)射線上產(chǎn)生感應(yīng)電壓和感應(yīng)電流。如果發(fā)射線和接收線的距離大于 50mil，這種二次效應(yīng)可以忽略，弱耦合模型成立，如圖 5所示[3,12]。圖中，Lm和Cm分別為傳輸線的總互電感和總互電容，獨(dú)立電壓源 jωLm表示接收電路的感應(yīng)電動(dòng)勢，獨(dú)立電流源 jωCm表示接收電路上的感應(yīng)電荷。

圖5 弱耦合等效電路Fig.5 Weak-coupling equivalent circuit

2.3 輸入輸出線串?dāng)_模型的建立

根據(jù) 2.1節(jié)的分析，在開關(guān)電源的輸入線和輸出線都存在CM噪聲，輸入線和輸出線之間CM噪聲的串?dāng)_耦合是相互的，因此接收線本身的噪聲不能忽略。基于MTLs弱耦合假設(shè)，建立開關(guān)電源輸入輸出線串?dāng)_模型，如圖6所示。

圖6 輸入輸出線串?dāng)_模型Fig.6 Crosstalk model of input and output lines

由于非理想導(dǎo)體在較低的頻率會產(chǎn)生共阻抗耦合，在參考地線上產(chǎn)生電壓V0。對于電短傳輸線，可以將參考地線的每單位長度阻抗集總為一個(gè)單獨(dú)的阻抗R0[3]，來計(jì)算該電壓。通過疊加定理可以求解近端和遠(yuǎn)端的串?dāng)_電壓，本文最為關(guān)注的是遠(yuǎn)端LISN上的CM噪聲電壓

根據(jù)2.1節(jié)，整理可得

對于一個(gè)具體的電源系統(tǒng)，考慮輸出線、輸入線和地線三根傳輸線的材質(zhì)相同，長度均為L，內(nèi)半徑均為r，處在同一水平面上，輸入線和輸出線與地線間距均為d。假設(shè)傳輸線周圍介質(zhì)為均勻介質(zhì)，絕緣層的介電常數(shù)與空氣中介電常數(shù)一樣。發(fā)射線和接收線每單位長度參數(shù)的計(jì)算，如圖 7所示。圖中ΦG為發(fā)射電路的磁通，ΦR為接收電路磁通。

圖7 每單位長度參數(shù)的計(jì)算Fig.7 Calculation of per-unit-length parameter

每單位長度的外部電感矩陣與穿過發(fā)射電路和接收電路的磁通以及這些電路上的電流滿足

通過在一條導(dǎo)線上施加電流（通過參考地線返回），其他導(dǎo)線上的電流設(shè)為零，并確定穿過電路的磁通，就可以得到每單位長度的電感。發(fā)射電路的自電感l(wèi)G、接收電路的自電感l(wèi)R和互電感l(wèi)m為

對于均勻介質(zhì)，利用每單位長度的電感可以推導(dǎo)出每單位長度的電容，其中周圍均勻介質(zhì)的特性參數(shù)為磁導(dǎo)率μ和介電常數(shù)ε，υ= 1/εμ為平面波的相速。

3 輸出線和輸入線串?dāng)_耦合模型仿真

本段基于本文所建立的開關(guān)電源輸入線和輸出線串?dāng)_模型，以水平井牽引機(jī)器人地面供電開關(guān)電源為研究對象，對輸出線和輸入線串?dāng)_現(xiàn)象進(jìn)行理論仿真分析。

考慮輸出線、輸入線和地線三導(dǎo)體傳輸線電纜為內(nèi)半徑2mm的銅線，間距均為45mm，總長度均為1.8m，對應(yīng)于166.7MHz時(shí)的一個(gè)波長，因此希望大約30MHz以下的頻率為電短傳輸線。計(jì)算每單位長度參數(shù)如下：

得到LISN上的CM噪聲電壓為

CM 噪聲源阻抗隨著頻率的不同，其相位和幅度也不相同[4]，電源端口的 CM噪聲和 LISN上的CM噪聲也不一樣[8]。為了簡化分析過程，假設(shè)CM噪聲源在電源端口，CM噪聲源阻抗為 50?，電源端口的噪聲即通過 LISN測試得到的噪聲。輸入輸出線串?dāng)_仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8a為輸出線對輸入線串?dāng)_仿真結(jié)果，S1為傳導(dǎo)發(fā)射EN55022 Class B準(zhǔn)峰值限值，S2為平均值限值。V11為輸入線本身CM噪聲，V12為經(jīng)過輸出線串?dāng)_耦合后，輸入線的CM噪聲。從圖中可以看出，在低頻段輸出線對輸入線的串?dāng)_影響不明顯，在高頻段串?dāng)_影響非常嚴(yán)重，已經(jīng)超出了EMI測試標(biāo)準(zhǔn)的平均值限值。

圖8b為輸入線對輸出線串?dāng)_仿真結(jié)果，輸入線的測試標(biāo)準(zhǔn)要比輸出線嚴(yán)格。S3為傳導(dǎo)發(fā)射EN55022 Class A準(zhǔn)峰值限值，S4為平均值限值。V21為輸出線本身 CM噪聲，V22為經(jīng)過輸入線串?dāng)_耦合后，輸出線的CM噪聲。從圖中可以看出，輸入線CM噪聲對輸出線串?dāng)_耦合不明顯。

圖8c為輸出線本身的CM噪聲變化前后，輸出線對輸入線串?dāng)_仿真結(jié)果。V31為輸出線CM噪聲沒有改變前，輸入線的CM噪聲；V32為輸出線CM噪聲降低 10dB后，輸入線的CM噪聲。從圖中可以看出，當(dāng)輸出線CM噪聲水平下降10dB后，輸入線CM噪聲高頻段也會有明顯下降。

圖8 輸入輸出線串?dāng)_仿真結(jié)果Fig.8 Simulation result of crosstalk between input and output line

4 實(shí)際測試結(jié)果

針對所研究的開關(guān)電源模塊，設(shè)計(jì)EMI濾波器如圖9所示。圖9a為輸入濾波器，圖9b為輸出濾波器。

實(shí)驗(yàn)測試布局參考EN55022標(biāo)準(zhǔn)，輸入線、輸出線和參考地線的參數(shù)和布局與仿真時(shí)相同，輸出濾波器對傳導(dǎo)噪聲的影響如圖 10所示。去除圖 9b中點(diǎn)劃線框內(nèi)的一對Y電容，圖10a和圖10b分別為輸出和輸入傳導(dǎo)發(fā)射噪聲，可以看出輸出線對輸入線的串?dāng)_非常明顯，導(dǎo)致輸入傳導(dǎo)發(fā)射無法滿足要求的測試標(biāo)準(zhǔn)。在圖9b中點(diǎn)劃線框內(nèi)位置加一對Y電容后，EMI輸出CM濾波器由原來的L型濾波器，變成π型濾波器，提供了更高的插入損耗，濾波效果得到改善，因此輸出線傳導(dǎo)噪聲的高頻部分得到了明顯抑制，如圖10c所示。由于輸出線傳導(dǎo)噪聲高頻部分降低，通過串?dāng)_耦合到輸入線的高頻噪聲也相應(yīng)的減小，因此輸入線傳導(dǎo)發(fā)射噪聲能夠滿足要求的EN55022 Class B測試標(biāo)準(zhǔn)，如圖10d所示。

圖9 EMI濾波器Fig.9 EMI filter

圖10 輸出濾波器對傳導(dǎo)噪聲的影響Fig.10 Effect on conducted noise from output filter

5 結(jié)論

本文基于MTLs弱耦合串?dāng)_模型，分析了開關(guān)電源輸出線和輸入線CM噪聲電流的傳播路徑，建立輸入線和輸出線CM噪聲串?dāng)_耦合模型。借助該模型可以在傳導(dǎo)干擾頻率范圍內(nèi)預(yù)測輸入線和輸出線傳導(dǎo)噪聲串?dāng)_耦合的影響。

根據(jù)仿真分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果給出以下結(jié)論：

（1）在高頻段，輸出線傳導(dǎo)噪聲會對輸入線產(chǎn)生嚴(yán)重的串?dāng)_耦合。

（2）輸入線傳導(dǎo)噪聲對輸出線的影響很小。

（3）減小輸出線CM噪聲，能夠改善輸入線傳導(dǎo)噪聲。

（4）更改輸出CM濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提高濾波性能，可以改善輸出線和輸入線傳導(dǎo)發(fā)射測試結(jié)果。

[1] 孟進(jìn), 馬偉明, 張磊, 等. 帶整流橋輸入級的開關(guān)電源差模干擾特性[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2006, 21(8): 14-18. Meng Jin, Ma Weiming, Zhang Lei, et al. Differential-mode EMI of switching power supplies with rectifier front-end[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2006, 21(8): 14-18.

[2] 錢照明, 陳恒林. 電力電子裝置電磁兼容研究最新進(jìn)展[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2007, 22(7): 1-11. Qian Zhaoming, Chen Henglin. State of art of electromagnetic compatibility research on power electronics equipment[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2007, 22(7): 1-11.

[3] Paul C R. 電磁兼容導(dǎo)論[M]. 聞?dòng)臣t, 等譯. 2版.北京: 人民郵電出版社, 2007.

[4] Ye Sheng, Liu Yanfei. A novel EMI filter design method for switching power supplies [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(6): 1668-1678.

[5] Wang S, Lee F C, Odendaal W G. Improving the performance of boost PFC EMI filter[C]. APEC’03, 18th IEEE Annual, 2003, 1: 368-374.

[6] 廉玉欣, 張東來. 一種簡單的通信電源EMI濾波器的分析與設(shè)計(jì)[J]. 電力電子技術(shù), 2005, 39(3): 54-56. Lian Yuxin, Zhang Donglai. EMI filter analysis and design of communication power supply topology[J]. Power Electronics, 2005, 39(3): 54-56.

[7] Song Qu, Dan Chen. Mixed-mode noise and its implications to filter design in offline switching power supplies[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2002, 17(7): 502-507.

[8] Wang S, Lee F C, Odendaal W G. Characterization and parasitic extraction of EMI filters using scattering parameters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 20(2): 502-510.

[9] Wang S, Lee F C, Odendaal W G. Controlling the parasitic parameters to improve EMI filter performance[C]. Proc. of IEEE APEC’04, 2004: 503-509.

[10] Wang S, Lee F C, Odendaal W G. Improvement of EMI filter performance with parasitic coupling cancellation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 20(5): 1221-1228.

[11] 陳恒林, 錢照明, Zeng Zhaohui, 等. 布局對EMI濾波器的性能影響的研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2008, 23(8): 7-12. Chen Henglin, Qian Zhaoming, Zeng Zhaohui, et al.Investigation of the influences of different layouts on the performance of EMI filters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2008, 23(8): 7-12.

[12] Wang S, Wyk J D van, Lee F C. Effects of interactions between filter parasitics and power interconnects on EMI filter performance[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2007, 54(6): 3344-3352.

[13] Tomasz Ciamulski, Wojciech K Gwarek. On eliminating crosstalk within multiconductor transmission lines[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2004, 14(6): 298-300.

[14] Orlandi A, Paul C R. An efficient characterization of interconnected multiconductor-transmission-line networks[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2004, 48(3): 466-470.

[15] Paul C R. Solution of the transmission-line equations under the weak-coupling assumption[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2002, 44(3): 413-423.

[16] Tomasz Ciamulski, Wojciech K Gwarek. Coupling compensation concept applied to crosstalk cancelling in multiconductor transmission lines[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2008, 50(2): 437-441.

Conducted EMI of Switching Power Supply Based on MTLs Weak-Coupling Crosstalk Model

Lian Yuxin Li Haoyu Wu Jianqiang Yang Shiyan
（Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China）

Due to the effect of crosstalk coupling, switching power supplies with input lines and output lines closely show that high frequency conducted noises in both lines couple seriously, and it goes against electromagnetic interference (EMI) filter design. The switching power supply with input and output lines on the same side is investigated. Based on multiconductor transmission lines (MTLs) theory and weak-coupling crosstalk model, common mode (CM) noise current propagation paths are analyzed. In addition, the crosstalk model and per-unit-length parameters between input and output lines are presented. Simulation and experiment results indicate the change of output line conducted noise may influence the test result of input line. One improvement method is proposed responsibly to conducted emission.

Multiconductor transmission lines, EMI filter, CM noise, switching power supply, conducted emission

TN811

廉玉欣 男，1980年生，博士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)的電磁兼容技術(shù)。

國家高技術(shù)研究發(fā)展（863）計(jì)劃（2007AA06Z231）。

2009-03-21 改稿日期 2009-06-15

李浩昱 男，1974年生，博士，副教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)控制技術(shù)、電力電子在系統(tǒng)中的應(yīng)用等。