吳 金 龍 寅 馬 科 常昌遠

(1東南大學(xué)無錫分校，無錫 214135)(2東南大學(xué)集成電路學(xué)院，南京 210096)

跨導(dǎo)運算放大器(OTA)是模擬電路系統(tǒng)中重要的基礎(chǔ)和關(guān)鍵模塊之一，廣泛應(yīng)用于電源、功率放大、信號處理等系統(tǒng)中，運放的性能水平直接決定了整個系統(tǒng)性能的優(yōu)劣［1-2］.雖然不同應(yīng)用對運放指標參數(shù)的要求各不相同，但高增益、帶寬、高擺率已成為各類運放的共性追求.在滿足電路低功耗、高精度的基本要求下，在DC-DC，LDO，LCD等大容性負載驅(qū)動的特定應(yīng)用領(lǐng)域中，對運放的工作頻率、大信號瞬態(tài)響應(yīng)速度的性能要求更高［3-5］.

從電路工作的完整性考慮，電路工作模式主要分為靜態(tài)、交流小信號與瞬態(tài)大信號3類相互關(guān)聯(lián)的工作模式.在靜態(tài)尾電流IB條件下，與之相關(guān)的差分對輸入跨導(dǎo)、輸出阻抗、負載電容分別為gm，ro，CL，B為負載電流鏡線性傳輸系數(shù)，即偏置電流Io=BIB.對于傳統(tǒng)OTA電路，決定系統(tǒng)精度特性的直流電壓增益為AV=Bgmro，影響電路小信號速度特性的帶寬為GBW=Bgm/CL，決定大信號速度特性的擺率為SR=BIB/CL.強反型飽和電流下因gm∝(IB)1/2，ro∝1/IB，則 AV∝(IB)－1/2.傳統(tǒng)運放因采用固定IB偏置，僅依靠線性傳輸因子B的調(diào)節(jié)作用難以兼顧精度與速度性能的共同要求，要提高電路全面性能必須突破原有傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)內(nèi)在的制約與束縛.

本文在經(jīng)典OTA電路基礎(chǔ)上，基于非線性時變控制的基本原理，提出了一種新型Class-AB高速OTA電路.

1 非線性與時變控制結(jié)構(gòu)

在忽略交叉耦合對管M7/M8的作用下，圖1中包含1組對稱的線性-非線性自適應(yīng)電流鏡，與傳統(tǒng)線性電流鏡相比，增加了一個采用Vbn固定偏置的 M4/M3管，類似 FVF 跟隨結(jié)構(gòu)［6］.圖中輸入電流Iin增大將使M4管柵壓Vgs逐漸提高，在固定Vbn偏置下，強制M6管源電位即M6管源漏電壓Vds6下降，最終可使M6管進入線性電阻區(qū)，若M10管維持恒流模式不變，則M6與M10構(gòu)成一種電流傳輸比逐漸增加的非線性電流鏡.若M6保持飽和恒流狀態(tài)，則M6與M10仍為傳統(tǒng)線性電流鏡.

圖1 非線性與時變控制的結(jié)合

進入非線性電流傳輸模式后，線性電阻工作區(qū)下的M6管為了維持大的輸入電流，必然導(dǎo)致M6即M10管有效柵驅(qū)動電壓的迅速提高，使電流傳輸比例顯著超出M6和M10管寬長比定義的線性比例關(guān)系，即非線性電流鏡實際電流傳輸相對線性電流傳輸產(chǎn)生倍增效應(yīng).M6管進入的線性電阻區(qū)越深，非線性效應(yīng)越顯著，輸出電流越大.在線性電阻區(qū)，M4管流過的直流電流為

式中，ΔM6=VGS6－VTH為 M6管過驅(qū)動電壓，VGS6為M6管的柵源電壓；VDS6為M6管的漏源電壓；k6為M6管增益因子.同樣，ΔM3=VGS3－VTH為 M3管過驅(qū)動電壓，其飽和恒流區(qū)下的輸出電流為

當構(gòu)成電流鏡的2個MOS管工作在相同模式下，電流傳輸比僅由k增益因子比(即寬長之比)決定.根據(jù)圖1中ΔM6=ΔM10的約束條件，電流鏡非線性電流傳輸狀態(tài)因子定義為β=VDS1/ΔM1，而輸入到輸出的線性傳輸因子為Neff=(WL－1)6/(WL－1)10，則利用式(1)、(2)推導(dǎo)出的電流傳輸比為

式中，Blin=1/Neff為器件尺寸有關(guān)的電流鏡傳輸線性倍增因子；Bnon(β)=1/［β(2－ β)］為電流鏡傳輸非線性倍增因子，受非線性狀態(tài)因子β的調(diào)制，因此電流傳輸總的倍增因子B中包含了線性與非線性的共同作用.當VDS6≥ΔM6即M6，M10均位于飽和恒流區(qū)時，電路簡化為線性電流鏡，即Bnon=β=1，B=Blin；當 VDS6＜ ΔM6，僅 M6管進入線性電阻區(qū)，使β＜1，Bnon增加，體現(xiàn)出強烈的非線性電流傳輸倍增效應(yīng).

圖1中增加的正反交叉耦合對管，目的在于實現(xiàn)預(yù)期的時變控制特性［3，7］.若將 M5～ M7等效為M5eff單管，M6～M8等效為 M6eff單管，則可消除以上反饋作用，但不同信號模式下等效管的W/L不同，造成電流鏡線性傳輸因子Neff隨狀態(tài)模式的切換，調(diào)節(jié)電流線性傳輸關(guān)系.靜態(tài)模式下對稱電路狀態(tài)VA=VB使M5/M7，M6/M8分別為同相并聯(lián)關(guān)系，等效W/L為相加模式，即N6eff=NM6+NM8；在交流小信號工作模式下，差分驅(qū)動下VA=－VB的差分性質(zhì)使M5/M7，M6/M8分別為反相并聯(lián)關(guān)系，等效W/L為相減模式，即 N6eff=NM6－NM8；進入動態(tài)大信號模式后，差分對管電流全部降低到零，差分對管失效使N6eff=NM6.如圖1中所標識，各管以M9/M10輸出管為參照對象的相對W/L分別為:NM6=N，NM8=1－N，且N＞1/2，則在3種不同信號模式下的線性比例因子為

將Neff代替N，即可得到隨信號模式自動切換的線性傳輸比.當N值下降并接近1/2時，交流線性倍增因子增加；大信號瞬態(tài)下的線性倍增因子接近2倍的極限；靜態(tài)下則保持最小的單位線性傳輸比.顯然，變化的N6eff有利于兼顧靜態(tài)低功耗、交流與瞬態(tài)大電流驅(qū)動的共同需求.

在信號模式變化下N6eff自主切換，非線性狀態(tài)因子β和初始狀態(tài)設(shè)置與信號動態(tài)變化范圍有關(guān)，較低的Vbn與較大的輸入電流增加使非線性強度提高.線性與非線性狀態(tài)的有機結(jié)合，實現(xiàn)電路所需的各種電流傳輸特性.

2 Class-AB四管差分對

對于常規(guī)固定尾電流運放，由于差分對最大電流受尾電流限制，非線性電流傳輸受到較大抑制.因此，對尾電流實施動態(tài)控制，降低靜態(tài)偏置下的尾電流，自適應(yīng)調(diào)節(jié)交流和動態(tài)模式下的尾電流，再結(jié)合改進的線性與非線性傳輸控制，運放綜合性能將得到顯著提高.

實現(xiàn)動態(tài)尾電流控制的有效方式是采用Class-AB工作模式［8-9］，這是一種采用差分輸入前饋控制的尾電流調(diào)節(jié)方式.將原固定尾電流偏置改變?yōu)槭懿罘州斎肟刂疲玫綀D2所示的一種四管單元Class-AB經(jīng)典差分輸入結(jié)構(gòu)［10］.將經(jīng)典 OTA中兩差分對管源端短接的結(jié)構(gòu)分裂為2個獨立的輸入支路，每個差分支路均由NMOS管和PMOS管串聯(lián)構(gòu)成；并利用由 M5～M1，M8～M4同樣結(jié)構(gòu)的2路恒流驅(qū)動固定大小的電平移位支路對復(fù)合差分對管提供偏置；再將輸入差分信號施加到差分輸入支路對應(yīng)的MOS上.

圖2 交叉耦合輸入Class-AB結(jié)構(gòu)

圖2中，設(shè)M6，M7兩個NMOS管差分對管輸入的差分信號為 Vid，即 Vg6=Vid/2，Vg7=－Vid/2，經(jīng)電平移位M3，M2兩管得到的差分輸入分別為Vg3=Vg7=－Vid/2，Vg2=Vg6=Vid/2，從而使 Vg6－Vg3=Vid，Vg7－Vg2=－Vid，即 M6/M3與 M7/M2兩組差分復(fù)合管分別得到一對互補差分輸入信號±Vid.

在Vid=0的靜態(tài)條件下，差分對2個支路電流相同，其靜態(tài)平衡電流由偏置支路M5，M1兩管提供的NMOS與PMOS管VGS電壓之和決定，即直流電平移位量由VLS決定，減小直流電平移位，可大幅降低差分對管的靜態(tài)電流.當Vid變化且動態(tài)范圍較大時，差分對中一路電流減小到零后截止，對應(yīng)的Vid絕對值定義為差分輸入的動態(tài)范圍；此時另一路電流逐漸增加，在超出動態(tài)范圍后支路電流在電路結(jié)構(gòu)和電源電壓允許的范圍內(nèi)持續(xù)增加，最終形成Class-AB驅(qū)動特性.

為簡化分析，設(shè)圖2中各同類型MOS管的W/L分別相同，且所有MOS管均工作在飽和恒流模式下，兩偏置電路的靜態(tài)電流與兩差分支路的靜態(tài)電流均為 ISS，其中偏置支路提供 NMOS和PMOS管偏置而形成的電平移位量為

以上復(fù)合管等效開啟電壓VTH，eff與增益因子keff分別定義為VTH，eff=VTN+VTP，(keff)－1/2=(kn)－1/2+(kp)－1/2，差分對兩支路輸出電流可統(tǒng)一表示為

式中，gm=2(2keffISS)1/2為Class-AB差分對輸入跨導(dǎo)，在對稱平衡設(shè)計下，即kn=kp時有keff=kn/4=kp/4，gm=(2knISS)1/2與普通差分對跨導(dǎo)相同.因此，Class-AB的引入雖然沒有改變電路的小信號增益與帶寬大小，但對交流小信號處理線性范圍的提高有明顯改善，根據(jù)式(7)模型，在整個動態(tài)范圍內(nèi)差分電流均滿足線性關(guān)系，即線性范圍與動態(tài)范圍相同，非線性失真得到了有效抑制；此外，當超出動態(tài)范圍后，將式(7)中的±Vid取其絕對值即可得到可持續(xù)增加的電流輸出.

3 新型Class-AB OTA電路

將傳統(tǒng)OTA電路中的差分負載線性電流鏡替換為圖2所示的非線性自適應(yīng)電流鏡，得到如圖3所示的改進型OTA電路.在固定尾電流偏置下，差分輸入管最大電流變化2倍，適當降低Vbn電壓可將負載電流鏡偏置在淺非線性傳輸模式附近，即靜態(tài)下的β0減小，當N確定后，電路靜態(tài)總電流為Itot=［1+Bnon(β0)］IB，其交直流特性參數(shù)模型為

式中，β0，β分別為靜態(tài)以及瞬態(tài)大信號條件下的非線性狀態(tài)因子；VA，eff為電路推挽輸出兩MOS管的等效厄利電壓.IB，β，N等電路參數(shù)對通過直接或倍增的方式對電路的靜態(tài)、交流和瞬態(tài)特性產(chǎn)生影響.

圖3 基于非線性電流鏡的OTA電路

保留原有結(jié)構(gòu)不變，僅采用P型Class-AB復(fù)合差分對代替圖3中的固定尾電流PMOS差分對，最終得到如圖4所示的新型Class-AB OTA電路結(jié)構(gòu)，差分輸入調(diào)制的可變IB偏置電流加上疊加的信號動態(tài)電流，經(jīng)非線性傳輸后對負載推挽驅(qū)動，不同信號模式下線性傳輸比的切換同樣有效，因此該電路能夠最大程度兼容靜態(tài)、交流和瞬態(tài)特性的共同需求.此外，電路結(jié)構(gòu)上良好的對稱性使其適合全差分輸出，但最小工作電壓相比傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)增加一個VGSP或VGSN電壓.

為便于比較，圖4中的靜態(tài)偏置電流設(shè)置為ISS=IB/2.對于單端輸出結(jié)構(gòu)，電路靜態(tài)總電流為

圖4 新型Class-AB OTA電路結(jié)構(gòu)

與圖3電路相比，新型Class-AB OTA電路在相同的非線性狀態(tài)因子β0下有近似相同的靜態(tài)功耗.在相同額定總功耗Itot的約束下，存在2種靜態(tài)模式設(shè)計策略:一種是低IB和β的強非線性偏置模式；另一種則是高IB和β的弱非線性偏置模式.為充分利用Class-AB模式的優(yōu)勢，可采用前一種偏置策略，靜態(tài)電流滿足ISS?IB/2的約束條件，而靜態(tài)下較強的非線性傳輸使交流小信號特性滿足設(shè)計要求，此時電路的瞬態(tài)大信號特性得到明顯改善，主要體現(xiàn)在擺率提升和建立時間降低.若ISS=IB/2，則在新型 Class-AB OTA 電路達到≥Vid，max的動態(tài)條件下，電路最大輸出擺率達到

在相同的IB條件下，輸出擺率SR相對于圖3電路結(jié)構(gòu)提高了2倍，同時隨輸入差分動態(tài)范圍的擴展而急劇增大，建立時間明顯降低.

采用CSMC 0.5 μm CMOS工藝，對本文提出的新型Class-AB OTA電路結(jié)構(gòu)完成了參數(shù)設(shè)計與性能仿真驗證，并與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)和圖3所示的改進結(jié)構(gòu)的性能進行了對比分析.對設(shè)計的新型Class-AB運放電路進行了MPW工藝流片，完成了電路關(guān)鍵交直流參數(shù)的測試，將運放構(gòu)成單位負反饋閉環(huán)電壓緩沖器進行交流和瞬態(tài)參數(shù)的測試.在典型工藝、電源電壓VDD=5 V以及負載電容CL=30 pf的條件下，得到的電路波特圖頻率仿真特性如圖5所示，其中低頻增益為63 dB、帶寬3.2 MHz、相位裕度61.2°，電路靜態(tài)總電流為11.6 μA.

圖5 小信號頻率特性仿真曲線

在閉環(huán)下，輸出信號快速跟隨輸入信號變化的能力決定了系統(tǒng)大信號瞬態(tài)特性.當輸入瞬態(tài)跳變發(fā)生后，系統(tǒng)調(diào)節(jié)輸出逐漸跟隨新的輸入穩(wěn)態(tài)，導(dǎo)致差分輸入不斷減小，動態(tài)輸出電流由最大值逐步降低，充放電路速度逐漸變小.當輸入方波電壓變化幅度為0.2～0.6 V、頻率為250 kHz，由輸出瞬態(tài)響應(yīng)特性計算得到的正、負沿最大輸出擺率仿真值分別達到7和10 V/μs，并根據(jù)品質(zhì)因子FoM=SR×CL/Itot關(guān)系可計算得到運放在大信號瞬態(tài)條件下的優(yōu)值.

本文中3類電路設(shè)計仿真的結(jié)果對比如表1所示，其中方案A為傳統(tǒng)OTA結(jié)構(gòu)，方案B為圖3改進型OTA方案，圖4結(jié)構(gòu)為本文設(shè)計方案.各設(shè)計方案中保持相同的30 pf負載電容、5 V電源電壓以及0.8 V輸入瞬態(tài)跳變電壓.由表可見，新型Class-AB運放電路性能均優(yōu)于經(jīng)典結(jié)構(gòu)；當靜態(tài)尾電流時間相同時，新型運放與固定尾電流改進結(jié)構(gòu)相比具有相似的交直流特性，但在大信號瞬態(tài)響應(yīng)特性方面具有明顯優(yōu)勢.

表1 各種OTA性能仿真結(jié)果對比

4 測試結(jié)果分析

新型電路芯片面積為250 μm ×110 μm，如圖6所示.通過單位閉環(huán)電壓跟隨器小信號與大信號時域跟隨特性的測試，得到電路交直流參數(shù).

圖6 MPW流片版圖

在單極點近似下，運放具有近似90°的相位裕度，同時構(gòu)成單位負反饋閉環(huán)后其－3 dB帶寬與開環(huán)運放的單位增益帶寬GBW近似相等；當存在高頻次極點時，采用閉環(huán)－3 dB帶寬估算得到的GBW帶寬偏大.對于圖7給出的不同信號頻率下閉環(huán)運放的小信號跟隨特性，輸入端共模電壓為1.2 V，峰-峰值設(shè)置在240 mV.隨著信號頻率的改變，低頻下輸入-輸出仍保持良好的跟隨特性，如圖7(a)所示；頻率提高后輸出信號因線性范圍減小而使輸出失真逐漸增大，擺幅逐步減小，輸入-輸出信號間的相位移增大，如圖7(b)所示.

圖7 運放小信號測試結(jié)果

由于開環(huán)高頻次極點的影響，使得閉環(huán)－3 dB帶寬相比開環(huán)GBW略有增大，相對輸入的輸出相位遲滯超過45°，由此估算得到的實際開環(huán)GBW帶寬略小于3 MHz.

大信號瞬態(tài)響應(yīng)測試曲線如圖8所示，輸入信號為頻率250 kHz、擺幅0.4 V、共模電平0.4 V的方波信號，測試得到的上升沿和下降沿擺率分別為5和1.2 V/μs；當方波輸入擺幅增大1倍達到0.8 V時，正、負擺率分別提高到10和2 V/μs，增加近1倍，與理論預(yù)測值近似吻合.此外，在輸入允許的共模范圍內(nèi)，改變共模信號大小而差分輸入電壓擺幅不變，則輸出擺率保持不變.

圖8 大信號瞬態(tài)測試結(jié)果

上升與下降沿擺率測試結(jié)果的差異來自電路輸出驅(qū)動電流的非對稱，即靜態(tài)非線性狀態(tài)因子的微小偏差在差分大信號條件下將顯著增大，導(dǎo)致PMOS充電電流與NMOS放電電流產(chǎn)生明顯偏差.運放輸入失調(diào)電壓與這種非對稱性相對應(yīng)，電路輸入失調(diào)電壓最小實測結(jié)果高達Vos=－(20～30)mV，且極性為負，與正、負擺率非對稱的極性相吻合.因此，采用兩路互補非線性自適應(yīng)負載電流鏡的Class-AB OTA，當靜態(tài)條件下負載電流鏡非線性強度越大，非線性狀態(tài)因子偏差越明顯，輸入失調(diào)電壓也越大，導(dǎo)致電路理想性能難以充分發(fā)揮.由于版圖匹配誤差是造成電流鏡非線性狀態(tài)因子偏差的重要原因之一，因此系統(tǒng)應(yīng)有更嚴格的電路與版圖匹配設(shè)計.

5 結(jié)語

本文設(shè)計的新型Class-AB OTA，在電路中引入了非線性自適應(yīng)電流鏡、交叉耦合對管正反饋結(jié)構(gòu)以及Class-AB工作模式的復(fù)合差分輸入級，通過控制等效尾電流注入及電流傳輸控制，在靜態(tài)低功耗約束下實現(xiàn)了系統(tǒng)性能的全面提高.靜態(tài)、交流與瞬態(tài)特性的改善得到了理論與實際結(jié)果的驗證.在合適的電源電壓下，新型高速Class-AB OTA可作為大負載電容驅(qū)動應(yīng)用的一種高速運放電路的選擇.

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