韓 冬，李志勇，張 琳

(中國電子科技集團(tuán)電子第五十四研究所，河北石家莊 050081)

0 引言

目前國外空-空通信、空-地通信發(fā)展方向是探索將升空平臺作為網(wǎng)絡(luò)中的地區(qū)節(jié)點，主要是指利用飛機(包括有人駕駛飛機和無人機)、浮空平臺(包括飛艇、系留氣球等)等升空載體，搭載通信載荷，以更快的速度、更機動的方式形成升空節(jié)點或中繼通信平臺，提供通信中繼能力。例如:美軍的MPCDL、ACN、BACN、MP_CDL及“全球鷹”等通信系統(tǒng)。

地空通信為典型的低萊斯因子信道，低仰角區(qū)域因多徑傳輸而造成信號的嚴(yán)重衰落，同時地面、機體表面反射引起的多徑串?dāng)_也是制約高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)钠款i;此時，如果伴隨飛行器高速運動而引入的信道時變和多譜勒頻移會使問題更加復(fù)雜。如何降低多徑情況對通信質(zhì)量的影響、提高系統(tǒng)的傳輸可靠性是研究的努力方向。

1 自適應(yīng)均衡技術(shù)

地空信道信息高速傳輸時，多徑展寬相對符號持續(xù)時間多在3倍以上，多徑引起的符號間的干擾將變得十分嚴(yán)重，會使系統(tǒng)引入不可減小誤碼;此外飛行器高速運動引起的信道時變以及多譜勒頻移，同樣對系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響，嚴(yán)重時無法正常工作［4］。自適應(yīng)均衡技術(shù)是一種比較理想的抑制碼間干擾、補償信道頻域選擇性衰落的措施［5］。

1.1 時域自適應(yīng)均衡技術(shù)

目前國際上常用的自適應(yīng)均衡器采用判決反饋均衡結(jié)構(gòu)，使用的最佳算法為LMS算法。判決反饋均衡器結(jié)構(gòu)對于信道存在深度頻譜衰落和大多普勒環(huán)境下的情況具有較好的均衡效果，而其性能優(yōu)于線性均衡器接近于性能最優(yōu)復(fù)雜度相當(dāng)高的MLSE接收機。LMS算法的優(yōu)勢在于它的簡易性和有效性，實際實現(xiàn)LMS算法時不需要求平方、平均或者微分計算，其每次權(quán)矢量更新需要2N(N為均衡器抽頭數(shù)目)次乘法［1］。

判決反饋均衡器(DFE)包括2部分:前向均衡器采用其加權(quán)系數(shù)自適應(yīng)于信道狀態(tài)的抽頭延遲線濾波器實現(xiàn)，使多徑時延展寬的寬度減小，從而消除碼間干擾對檢測的影響;反向均衡器用另一個自適應(yīng)抽頭延遲線濾波器實現(xiàn)，利用相加器輸出的取樣值，反饋回來消除過去判決的碼間干擾。除了克服多徑引起的碼間干擾外，自適應(yīng)均衡器將每一多徑分量中所需要的信號能量進(jìn)行相位校正和合并，使信噪比得到改善。

在符號檢測器中，數(shù)字信號首先進(jìn)行過零判決，產(chǎn)生的判決輸出分為2路，一路送給差分解碼器完成解碼，另一路在判決指導(dǎo)模式中用來計算判決前后的差值，從而生成誤差信號，供前向和反向均衡器使用。

采用QPSK調(diào)制方式，信道衰落將不僅引起同路間的碼間串?dāng)_，還會引起異路間的正交串?dāng)_，因此均衡器也必須采用二維的正交結(jié)構(gòu)。正交判決反饋均衡器采用復(fù)數(shù)抽頭，輸入信號和判決輸出均是正交的2路信號。正交判決反饋均衡器的結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 正交判決反饋均衡器的結(jié)構(gòu)

1.2 均衡器-解調(diào)器獨立設(shè)計

這種方案包括相干解調(diào)器和均衡器2個組件組成，2部分相互獨立，如圖2所示。其中的均衡器又包括一個線性均衡器LE和一個判決反饋均衡器DFE。LE和DFE都是整數(shù)抽頭間隔均衡器，因此相對于分?jǐn)?shù)抽頭均衡器而言，LE和DFE使用較短的抽頭延遲線就可以均衡延遲時間較長的多徑干擾。該均衡器可用于糾正設(shè)備收發(fā)通道內(nèi)的線性失真，對萊斯因子小于10 dB時的離散多徑信道也有比較好的均衡能力。當(dāng)信道萊斯因子大于10 dB時，由于位定時和載波恢復(fù)機制獨立于均衡器，位定時和載波恢復(fù)首先破壞，最終導(dǎo)致均衡器失效。

圖2 均衡器–解調(diào)器獨立設(shè)計結(jié)構(gòu)

1.3 均衡器–解調(diào)器聯(lián)合設(shè)計

由于地空通信信道多徑結(jié)構(gòu)及持續(xù)時間快速變化，均衡器必須具備動態(tài)特征，即:快速的收斂時間和優(yōu)良的跟蹤時變信道的能力。若采用常用均衡器往往載波和時鐘環(huán)路還未收斂，信道特征就發(fā)生了較大變化，將很難收斂。借鑒變參信道中時域均衡器結(jié)構(gòu)，采用均衡器和解調(diào)器的聯(lián)合設(shè)計。圖3是均衡器-解調(diào)器聯(lián)合設(shè)計的解調(diào)器結(jié)構(gòu)。

圖3 均衡器－解調(diào)器聯(lián)合設(shè)計結(jié)構(gòu)

載波恢復(fù)工程上常用判決反饋Costas環(huán)。當(dāng)收發(fā)頻差小于符號速率的1%時，載波恢復(fù)可簡單地看成載波相差恢復(fù)在解調(diào)器-均衡器設(shè)計時引入判決反饋Costas環(huán)，從均衡器輸出的軟信息中提取誤差信號后經(jīng)鎖相環(huán)形成反饋控制均衡器輸入信號，合理調(diào)整環(huán)路參數(shù)，就能達(dá)到適應(yīng)大頻偏同時適應(yīng)動態(tài)多徑的效果［2］。

2 高效糾錯編碼技術(shù)

高速大容量機載通信要求能夠滿足高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)耐瑫r，保證信息傳輸?shù)馁|(zhì)量。采用高效糾錯編碼結(jié)合調(diào)制解調(diào)技術(shù)，提高通信靈敏度，進(jìn)一步增加鏈路余量，提高傳播可靠度，同時對強多徑干擾下形成的不可減誤碼進(jìn)行抑制。

LDPC具有編碼增益高、譯碼速度快的特點;且具有較大的靈活性和較低的差錯平底特性;描述簡單，對嚴(yán)格的理論分析具有可驗證性;譯碼復(fù)雜度低于Turbo碼，且可實現(xiàn)完全的并行操作，便于硬件實現(xiàn);吞吐量大，極具高速譯碼;具有抗突發(fā)差錯的特性，不需要引入交織器，避免了可能帶來的時延。3/4碼率以下的LDPC的BER曲線與無編碼QPSK解調(diào)BER曲線的交匯點一般低于1×10-2，隨碼率降低甚至可低至1×10-1，因此，在惡劣的變參地空信道中LDPC展現(xiàn)出良好的應(yīng)用前景，特別適合復(fù)雜電波傳播環(huán)境中的機載平臺數(shù)據(jù)通信。

這里L(fēng)DPC碼采用(8176，6132)的 QC-LDPC碼，碼字用歐氏幾何法生成。其編碼矩陣E可以分為I和A兩部分，E=［I|A］，其中I為6132×6132的單位矩陣，A為準(zhǔn)循環(huán)矩陣。A由12×4個511×511的子矩陣Bi，j構(gòu)成，其中每個Bi，j都是循環(huán)矩陣［3］。

解碼矩陣D由12×16個511×511的子矩陣Δ φ Ui，j構(gòu)成，其中每個都是置換矩陣。

由于矩陣A和矩陣D都是循環(huán)子陣或置換子陣，因此該碼的編解碼過程很容易在FPGA/ASIC中并行實現(xiàn)。

3 仿真及測試結(jié)果

3.1 均衡器－解調(diào)器聯(lián)合設(shè)計

同樣假定符號速率為20 Msps，LE長度為n=12，DFE長度為m=6，仿真均衡器在固定多徑干擾、有載波頻差Δf和位定時頻差Δf2時的性能，圖4是多徑時延功率譜。圖5是有頻偏校正的均衡器在 Δf=10 kHz，Δf2=10 ppm時眼圖的收斂過程以及抽頭系數(shù)(復(fù)數(shù)模值)的分布情況。

圖4 多徑時延功率譜

圖5 眼圖收斂過程和抽頭系數(shù)分布

由仿真可以得出［6］，當(dāng) Δf ＜10 kHz時，均衡器可以快速收斂，收斂過程差異不大;當(dāng)Δf=50 kHz，均衡器也可收斂，但收斂較慢。一旦均衡器收斂，其系數(shù)與多徑結(jié)構(gòu)有關(guān)，而與Δf、Δf2無關(guān)。

3.2 LDPC編碼

圖6是采用(8176，6132)的QC-LDPC碼在設(shè)備上的測試結(jié)果。

圖6 LDPC編碼誤碼性能曲線

經(jīng)過實測，該碼字的誤碼平底至少在BER=10-9以下，其性能距離香農(nóng)限不大于1.4 dB。由于編碼、解碼矩陣都為準(zhǔn)循環(huán)矩陣，編解碼器可比較方便地在FPGA中實現(xiàn)，占用資源規(guī)模也很小。

4 結(jié)束語

主要分析了自適應(yīng)衡器在地空通信中與解調(diào)器聯(lián)合設(shè)計原理和實現(xiàn)結(jié)構(gòu)，以及LDPC編碼原理與實現(xiàn)方法;給出了均衡器–解調(diào)器聯(lián)合設(shè)計的解調(diào)器仿真數(shù)據(jù)及LDPC上機曲線。目前該2項技術(shù)已成功用于工程中，在抗動態(tài)多徑情況下較傳統(tǒng)的解調(diào)器在性能上有明顯優(yōu)勢。

［1］FANG L，SAMUELI H.A 60-MBd，480-Mb/s，256QAM Decision-Feedback Equqlizer in 1.2 μm CMOS［J］.Ieee Journal of Solid-State Circuits，1993，28(3):330-338.

［2］王東，李志勇.地空大容量傳輸自適應(yīng)均衡技術(shù)［J］.計算機與網(wǎng)絡(luò)，2009，35(8):49-53.

［3］李志勇，李文鐸.一種高速LDPC編譯碼器的設(shè)計與實現(xiàn)［J］.無線電工程，2009，39(7):17-19.

［4］王東，李志勇，白立鋒.地空信道特性研究［J］.無線電通信技術(shù)，2009，35(3):32-34.

［5］樊昌信.通信原理［M］.北京:國防工業(yè)出版社，2001.

［6］王立寧.Matlab與通信仿真［M］.北京:人民郵電出版社，1999.