陳琦 趙長江

（北京空間飛行器總體設(shè)計部，北京 100094）

1 引言

目前已發(fā)射的絕大多數(shù)航天器，其電源系統(tǒng)都使用了太陽電池陣作為能源產(chǎn)生裝置。太陽電池陣通過一定數(shù)量的太陽電池片串、并聯(lián)組成，太陽電池片采用的材料也從硅（Si）發(fā)展到光電轉(zhuǎn)換效率更高的砷化鎵（GaAs）。與此同時，國際上電源控制產(chǎn)品也在迅速發(fā)展，如歐洲泰雷茲-阿萊尼亞（Thalas Alenia）公司的SB4000平臺電源控制器，其單級分流電路的分流能力為7A，新一代電源控制器的單級分流能力為16．5A，阿斯特留姆（Astrium）公司的PSR100電源控制器，其單級電路的分流能力達(dá)到了20．5A。

隨著國內(nèi)航天器用戶功率需求大幅增加，大功率電源控制器研制需求較為迫切，要求電源控制電路的分流能力由目前幾安培量級提高至十幾安培。太陽電池陣輸出功率增大，使太陽電池串、并聯(lián)數(shù)增加，從而直接導(dǎo)致太陽電池陣的寄生電容增大［1-2］。由于寄生電容的存在，寄生電容瞬間放電產(chǎn)生較大峰值電流，會對分流管產(chǎn)生沖擊，甚至導(dǎo)致?lián)p壞，并且使電源控制器的分流調(diào)節(jié)電路出現(xiàn)兩級同時調(diào)整的過調(diào)制狀態(tài)。過調(diào)制會導(dǎo)致母線紋波幅度和頻率增大，也會導(dǎo)致電源控制器熱耗增加，影響供電母線的穩(wěn)定性［3-5］。

本文給出了幾種太陽電池陣寄生電容典型測量值；分析了太陽電池陣寄生電容瞬間放電及響應(yīng)滯后分流控制過調(diào)制的影響；提出的峰值電流抑制電路可使放電峰值電流被抑制在可接受的范圍內(nèi)，降低分流管過流擊穿風(fēng)險，而相位超前電路（PAC）通過動態(tài)調(diào)節(jié)分流電路滯環(huán)寬度，解決兩級分流同時處于調(diào)整狀態(tài)的過調(diào)制問題，提高電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性；通過仿真驗證了兩種電路設(shè)計的合理性，可為國內(nèi)大功率電源控制器研制、升級提供參考。

2 寄生電容影響分析

太陽電池片的基本結(jié)構(gòu)是P-N 結(jié)，電容效應(yīng)是P-N 結(jié)的基本特性。P-N 結(jié)有空間電荷區(qū)，加正向電壓，勢壘區(qū)電場會隨所加電壓而變化，引起勢壘區(qū)寬度變化，P 區(qū)和N 區(qū)電子和空穴發(fā)生擴(kuò)散和漂移。也就是說，外加電壓變化會引起電子和空穴在勢壘區(qū)的存入和取出，導(dǎo)致勢壘區(qū)空間電荷數(shù)量隨外加電壓變化而變化，這就是勢壘電容。擴(kuò)散區(qū)中電荷隨外加偏壓變化而變化所產(chǎn)生的電荷存儲效應(yīng)等效為電容，稱為擴(kuò)散電容。勢壘電容和擴(kuò)散電容共同組成太陽電池陣的寄生電容，是可變電容。表1給出了太陽電池陣寄生電容典型值［2］。

表1 太陽電池陣寄生電容典型值Table 1 Typical values of parasitic capacitance of solar array

在以太陽電池陣作為能源產(chǎn)生裝置的航天器電源系統(tǒng)中，電源控制器主要對太陽電池陣的輸出功率進(jìn)行分流穩(wěn)壓調(diào)節(jié)，分流穩(wěn)壓調(diào)節(jié)方式分為線性調(diào)節(jié)和開關(guān)調(diào)節(jié)，目前大多數(shù)航天器電源系統(tǒng)采用開關(guān)調(diào)節(jié)技術(shù)，開關(guān)調(diào)節(jié)技術(shù)又可細(xì)分為限頻順序開關(guān)分流調(diào)節(jié)（S3R）和脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)。本文以限頻S3R 調(diào)節(jié)技術(shù)為例，分析太陽電池陣寄生電容對電源控制器產(chǎn)生的影響。一級限頻S3R 分流穩(wěn)壓調(diào)節(jié)技術(shù)的原理框圖如圖1 所示，其中SA為太陽電池陣，CJ為太陽電池陣寄生電容，D1為隔離二極管，M1為分流管，MEA 為母線誤差電壓信號，Vref為參考電壓，CO為母線濾波電容，Vbus為母線電壓。

圖1 單級分流電路原理框圖Fig．1 Principle block of single-stage shunt circuit

分流電路有3種工作狀態(tài)：供母線狀態(tài)，M1分流管截至；分流狀態(tài)，M1 分流管導(dǎo)通；調(diào)整狀態(tài)，M1分流管工作在開關(guān)狀態(tài)。假設(shè)電源控制器中有N級分流電路，分流電路的工作狀態(tài)受MEA 控制，如果有M級工作在分流狀態(tài)，那么有（N-M-1）級工作在供母線狀態(tài)，有1級工作在調(diào)整狀態(tài)。

太陽電池陣寄生電容CJ對電源控制器產(chǎn)生的影響主要體現(xiàn)在兩方面：一是尖峰電流影響，當(dāng)分流管M1由截至到導(dǎo)通時，寄生電容CJ瞬間放電，會產(chǎn)生很大的瞬間電流，給分流管帶來過流擊穿風(fēng)險［6-7］；二是滯后影響，當(dāng)分流電路受MEA 信號控制需要由分流轉(zhuǎn)為供電時，由于寄生電容CJ的存在，太陽電池陣的功率不能迅速響應(yīng)控制信號向母線供電，即響應(yīng)滯后［8-9］，只有當(dāng)寄生電容CJ的電壓充電至母線電壓時，太陽電池陣的功率才能向母線供電。

3 寄生電容影響的解決措施

3．1 尖峰電流影響的解決措施

由于太陽電池陣寄生電容CJ的存在（見圖1），在分流管導(dǎo)通瞬間，尖峰電流會遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于分流電路的分流能力，給分流管帶來過流擊穿風(fēng)險。峰值電流值可通過電容的伏-安特性進(jìn)行計算。

式中：Ⅰ為峰值電流。

由式（1）可得

式中：Δt為分流管導(dǎo)通時間。

分流管導(dǎo)通時間Δt一般為1μs左右，根據(jù)式（2），以三結(jié)砷化鎵太陽電池陣28V 母線電壓為例，可計算出太陽電池陣不同電流下分流電路的峰值電流（CJ分別取1 320nF、3 000nF、3 800nF），如圖2所示。由圖2可知，峰值電流遠(yuǎn)大于太陽電池陣輸出電流，如果不加以抑制，還要保證分流管在峰值電流下不被損壞，就要選取載流能力較大的分流管，這樣就會造成電源控制器的體積、質(zhì)量和成本的增加，而且，當(dāng)峰值電流大到一定程度時，將無法找到滿足要求的分流管，因此，要解決過流問題，就要增加峰值電流抑制電路（見圖3），將峰值電流抑制在可接受的范圍內(nèi)。

圖2 峰值電流計算值統(tǒng)計圖Fig．2 Statistical graph of calculated peak current values

圖3 峰值電流抑制電路Fig．3 Peak current suppression circuit

峰值電流抑制電路利用場效應(yīng)分流管的柵極驅(qū)動電壓與漏、源極流過的電流有對應(yīng)關(guān)系的特性，即柵極電壓越高，漏、源極流過的電流越大，反之，電流減小。當(dāng)圖3中驅(qū)動信號由低電平變?yōu)楦唠娖綍r，電源電壓Vdd通過電阻Rd和Ra作用到分流管M2的柵極；當(dāng)電壓上升到M2 導(dǎo)通閾值時，M2 的漏、源極開始有電流流過，寄生電容開始放電；當(dāng)電流達(dá)到設(shè)定值時，電阻Rf兩端電壓升高到使三極管Q3導(dǎo)通，使M2柵極電壓不再升高，同時M2的漏、源極流過電流也不再增大，寄生電容通過一個可接受的電流值進(jìn)行放電；當(dāng)放電結(jié)束后，流過M2的電流為太陽電池陣的實(shí)際電流，電流減小，Rf兩端電壓降低，三極管Q3 截止，M2 柵極電壓上升到電壓Vdd，分流管M2完成導(dǎo)通過程。

峰值電流抑制電路的工作過程如圖4所示。在t1時刻，柵極電壓VGS開始上升，漏極電流ⅠD開始上升；當(dāng)上升到設(shè)定值ⅠLIM時，VGS停止上升，ⅠD也維持在設(shè)定值ⅠLIM；直到t2時刻，寄生電容以電流ⅠLIM放電結(jié)束，ⅠD變?yōu)樘栯姵仃囯娏鳍馭A，VGS開始上升到Vdd（＋12V），完成分流管M2由截止到導(dǎo)通過程；寄生電容的放電電流被抑制在設(shè)定值ⅠLIM，降低了分流管M2的過流擊穿風(fēng)險，寄生電容最大放電電流ⅠLIM大小可通過電路參數(shù)設(shè)定。

圖4 峰值抑制電路工作時序Fig．4 Work sequence of peak suppression circuit

3．2 滯后影響的解決措施

由于太陽電池陣寄生電容CJ的存在（見圖1），當(dāng)MEA 控制分流管M1由分流導(dǎo)通狀態(tài)向截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)換時，太陽電池陣的功率不能迅速響應(yīng)控制信號向母線供電；只有當(dāng)寄生電容CJ的電壓充電至母線電壓時，太陽電池陣的功率才能向母線供電。在此期間，母線電壓會繼續(xù)下降，當(dāng)下降到一定程度時，MEA 信號將控制下一級分流電路由分流狀態(tài)轉(zhuǎn)換到供母線狀態(tài)，造成分流控制電路的過調(diào)制。

圖5為帶有寄生電容滯后影響的母線電壓曲線。圖中紅色曲線為無寄生電容影響、一級太陽電池陣SAi處在調(diào)整工作狀態(tài)時的母線電壓波形圖；紫色虛線為由于寄生電容影響導(dǎo)致兩級太陽電池陣SAi與SAj同時處于調(diào)整工作狀態(tài)時的母線電壓波形圖。INCTR為分流管開通關(guān)斷控制信號。當(dāng)母線電壓下降時，MEA電壓也隨之下降，當(dāng)MEA 電壓下降到低電平VL時，INCTR信號由低電平轉(zhuǎn)為高電平，對應(yīng)的分流管由分流導(dǎo)通狀態(tài)轉(zhuǎn)換到截止工作狀態(tài)；當(dāng)母線電壓升高時，MEA電壓也隨之升高，當(dāng)MEA電壓升高到高電平VH時，INCTR信號由高電平轉(zhuǎn)為低電平，對應(yīng)的分流管由截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)換到分流導(dǎo)通工作狀態(tài)。

圖5 帶有寄生電容滯后影響的母線電壓Fig．5 Curve of main bus voltage influenced by parasitic capacitance delay

在寄生電容導(dǎo)致兩級同時調(diào)整的過調(diào)節(jié)狀態(tài)母線電壓波形圖（紫色虛線）中，一個周期的控制過程如下：當(dāng)母線電壓下降到電壓閾值ViL時（t1時刻），控制信號INCTRi由低電平變到高電平，由于分流管動作延遲（t2-t1），在t2時刻太陽電池陣SAi對應(yīng)的分流管已經(jīng)斷開，太陽電池陣SAi輸出電流開始為其寄生電容充電，母線電壓繼續(xù)下降；當(dāng)下降到電壓閾值VjL時（t3時刻），控制信號INCTRj由低電平變到高電平，經(jīng)過相同的延遲（t2-t1）后，太陽電池陣SAj對應(yīng)的分流管斷開，太陽電池陣SAj輸出電流開始為其寄生電容充電；到達(dá)t4時刻，太陽電池陣SAi寄生電容充電至母線電壓，輸出電流開始向母線供電，母線電壓開始上升；在t5時刻，經(jīng)過相同的延遲后，太陽電池陣SAj寄生電容也充電至母線電壓，太陽電池陣SAi和SAj輸出電流同時向母線供電，母線電壓上升速率開始變大；到達(dá)t6時刻，母線電壓上升到閾值VjH，控制信號INCTRj由高電平變?yōu)榈碗娖?，并?jīng)過一定的開關(guān)動作延遲到達(dá)t7時刻，太陽電池陣SAj對應(yīng)的分流管分流導(dǎo)通，此時只有太陽電池陣SAi向母線供電，母線電壓上升速率開始變?。辉趖8時刻，當(dāng)母線電壓上升到閾值ViH時，控制信號INCTRi由高電平變?yōu)榈碗娖剑?jīng)過一定的開關(guān)動作延遲到達(dá)t9時刻，太陽電池陣SAi對應(yīng)的分流管分流導(dǎo)通，母線電壓開始下降。

通過上述分析可知，從控制信號發(fā)出分流管關(guān)斷命令到太陽電池陣輸出功率向母線供電，存在延遲（t4-t1），它由開關(guān)動作延遲（t2-t1）和寄生電容充電延遲（t4-t2）共同組成。開關(guān)動作延遲由電路設(shè)計決定，寄生電容充電延遲可通過式（3）計算。

式中：τc-delay為充電延遲時間。

電路開關(guān)動作延遲和寄生電容充電延遲，導(dǎo)致分流電路出現(xiàn)過調(diào)制狀態(tài)，而這些延遲是固有存在的，要想解決延遲造成的過調(diào)制問題，從理論上講，有幾種方法。一是通過增加母線輸出濾波電容容量，使母線電壓的下降速率變緩，母線電壓在經(jīng)過延遲后仍不能下降到下一級分流電路截止的閾值，從而可以保證分流電路不會出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象。寄生電容越大，需要的母線濾波電容就越大，而濾波電容增大，會導(dǎo)致電源控制器的體積、質(zhì)量和成本增加，但是當(dāng)寄生電容大到一定程度時，所需的母線濾波電容值會超過相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定的最大允許值。二是增大相鄰兩級分流電路控制電壓閾值區(qū)間。由圖5可知，增加ViL和VjL的電壓區(qū)間，使由于延遲造成的母線下降幅度不能到達(dá)下一級的電壓閾值VjL，同樣可以解決分流電路的過調(diào)制問題，但是由于MEA 電壓區(qū)間范圍有限，當(dāng)航天器功率較大，需要分流電路級數(shù)較多時，有限的閾值區(qū)間無法滿足設(shè)計要求。三是增加相應(yīng)的控制電路，使處于調(diào)整狀態(tài)的分流電路滯環(huán)變窄，增大與下一級分流電路電壓閾值之間的電壓差，使由于延遲造成的母線電壓下降幅度不能到達(dá)下一級電路的電壓閾值，電路如圖6所示。

圖6 具有閾值調(diào)節(jié)功能的分流電路Fig．6 Shunt circuit with valve value regulation

圖6中虛線框內(nèi)為PAC電路，它可以動態(tài)調(diào)節(jié)處于調(diào)整狀態(tài)的分流電路滯環(huán)閾值。當(dāng)電路處于穩(wěn)態(tài)時，分流管M3處于長期導(dǎo)通或長期截止?fàn)顟B(tài)，電容CP相當(dāng)于開路，控制電路穩(wěn)態(tài)滯環(huán)電壓ΔVW可由式（4）計算得到；當(dāng)分流電路處于開關(guān)調(diào)整狀態(tài)時，電容CP相當(dāng)于短路，控制電路動態(tài)滯環(huán)電壓ΔVD可通過式（5）計算得到。

式中：R1～R5分別為圖6中的電阻值。

通過合適的電路參數(shù)設(shè)計，可以實(shí)現(xiàn)ΔVW＞ΔVD，減小處于調(diào)整狀態(tài)的動態(tài)滯環(huán)電壓，從而增大與下一級分流電路閾值之間的電壓差，使由于延遲造成的母線電壓下降幅度不能到達(dá)下一級電路的電壓閾值。如圖7所示，紅色曲線為有PAC控制電路的母線電壓波形圖，紫色虛線為無PAC控制電路的母線電壓波形圖。由圖中可看出：太陽電池陣SAi對應(yīng)的分流電路處于調(diào)整狀態(tài)時，PAC 電路控制分流電路滯環(huán)電壓從穩(wěn)態(tài)的（ViH-ViL）減小到動態(tài)的（ViH（D）-ViL（D））；從t1時 刻 開 始，控 制 信 號INTCRi（D）已由低電平轉(zhuǎn)為高電平，經(jīng)過開關(guān)動作延遲和寄生電容充電延遲后，太陽電池陣SAi在t3時刻開始向母線供電，母線電壓上升，幅度沒有達(dá)到下一級分流電路的閾值VjL，因此不會出現(xiàn)兩級電路同時處于調(diào)整的過調(diào)節(jié)狀態(tài)。

圖7 采用相位超前電路的母線電壓曲線Fig．7 Voltage curve of bus adopting phase anticipator circuit

3．3 仿真驗證

為驗證抑制電路的有效性和分析的正確性，按照圖3分別以電流分流7A、16A 進(jìn)行仿真。采用峰值抑制電路前后，寄生電容造成的峰值電流分別由35．79A、86．34A 減小到17．51A、34．06A，仿真結(jié)果如圖8所示。結(jié)果表明：峰值電流抑制電路能夠?qū)⒓纳娙莸姆烹婋娏饕种圃谠O(shè)計的范圍內(nèi)，措施有效，效果明顯。

對寄生電容的滯后影響進(jìn)行了電路仿真，仿真波形圖如圖9所示。根據(jù)仿真結(jié)果可以看出：寄生電容導(dǎo)致母線電壓紋波幅度由0．31V 增加到0．44V，頻率由631．2Hz增加到3 446．0Hz，驗證了分析結(jié)果的正確性。

圖8 采用峰值抑制電路前后分流電流仿真結(jié)果比較Fig．8 Comparison of simulation results between adopting and not adopting peak suppression circuit

圖9 母線電壓仿真結(jié)果Fig．9 Simulation results of bus voltage

為驗證PAC 電路的有效性和分析結(jié)果的正確性，對PAC電路進(jìn)行了仿真，仿真波形圖如圖10所示。通過仿真結(jié)果可以看出：PAC 電路有效地解決了電路開關(guān)動作延遲和寄生電容充電延遲造成的兩級分流電路同時處于調(diào)整狀態(tài)的過調(diào)制問題，電路設(shè)計合理、有效，分析結(jié)果正確。

圖10 采用相位超前電路的母線電壓仿真結(jié)果Fig．10 Simulation results of voltage of bus adopting phase anticipator circuit

4 結(jié)束語

太陽電池陣寄生電容對電源控制器產(chǎn)生的主要影響，表現(xiàn)為分流管導(dǎo)通瞬間產(chǎn)生峰值電流時分流管過流問題和充電延遲導(dǎo)致過調(diào)制問題。本文通過對上述問題進(jìn)行原理分析，提出了峰值抑制和相位超前的設(shè)計方法，并對這兩種電路設(shè)計進(jìn)行了仿真分析。仿真結(jié)果表明：峰值電流抑制電路能夠解決寄生電容瞬間放電過流問題，峰值電流被抑制在可接受的范圍內(nèi)，降低了分流管過流擊穿風(fēng)險。PAC電路通過動態(tài)調(diào)節(jié)分流電路滯環(huán)寬度，能夠有效解決兩級同時處于調(diào)整狀態(tài)的過調(diào)制問題，降低了電源控制器分流電路的熱耗，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

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