陶 俊，劉 兵

(中興通訊股份有限公司，上海201203)

0 引言

當(dāng)前無線通信技術(shù)飛速發(fā)展，多制式通信系統(tǒng)并存，基于軟件定義無線電(SDR)技術(shù)平臺(tái)的多載波、多模基站已得到大規(guī)模商用。但是隨著移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用需求的爆發(fā)式增長(zhǎng)，可用的頻譜資源越來越匱乏，如何提高頻譜利用率是未來無線系統(tǒng)需要重點(diǎn)考慮的問題之一。其中，實(shí)現(xiàn)頻譜資源的動(dòng)態(tài)共享是解決途徑之一，市場(chǎng)和技術(shù)需要高度靈活的多頻帶可配置的SDR基站系統(tǒng)［1-3］。多頻段無線(MBR)系統(tǒng)是SDR技術(shù)演進(jìn)的一個(gè)新階段，具備多模、多工作頻段可配置和寬帶多載波等特點(diǎn)，基于MBR技術(shù)的無線基站能夠適應(yīng)多個(gè)頻段應(yīng)用的需求。在MBR基站系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，MBR寬帶接收機(jī)的設(shè)計(jì)面臨諸多挑戰(zhàn)，下面對(duì)MBR基站寬帶接收機(jī)的設(shè)計(jì)進(jìn)行具體分析和探討。

1 設(shè)計(jì)所面臨的技術(shù)挑戰(zhàn)

1.1 架構(gòu)選擇

目前寬帶接收機(jī)通常采用超外差的方式，超外差方案較為成熟、綜合性能較好，但應(yīng)用于MBR基站寬帶接收機(jī)要面臨鏡像抑制的難題，要依賴射頻前端頻段(Band)選擇濾波電路來降低其對(duì)射頻鏈路動(dòng)態(tài)和線性的要求，增加了射頻前端設(shè)計(jì)的復(fù)雜度。而直接下變頻(Direct-Conversion)或零中頻(Zero-IF)架構(gòu)接收機(jī)中的射頻信號(hào)直接下變頻為基帶信號(hào)，避免了鏡像抑制的難題，而且易于高度集成化和小型化，所以MBR基站接收機(jī)優(yōu)選基于直接下變頻架構(gòu)的接收機(jī)方案［4，5］。

但無線基站系統(tǒng)有較嚴(yán)的指標(biāo)要求，對(duì)寬帶接收機(jī)設(shè)計(jì)有巨大考驗(yàn)，主要體現(xiàn)在動(dòng)態(tài)范圍和阻塞等指標(biāo)上，這使得直接下變頻架構(gòu)在MBR基站寬帶接收機(jī)中實(shí)現(xiàn)要面臨巨大的挑戰(zhàn)。

MBR直接下變頻寬帶接收機(jī)基本架構(gòu)框圖如圖1所示，主要包括:多頻段雙工器、低噪聲放大器(LNA)、射頻帶通濾波器(RF BPF)、寬帶IQ解調(diào)器、寬帶射頻頻綜、低通濾波器(LPF)、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和數(shù)字信號(hào)處理單元(DSP)等。

圖1 接收機(jī)基本架構(gòu)

1.2 預(yù)選Band濾波

在MBR接收機(jī)中，預(yù)選Band濾波功能主要由多頻段雙工器和射頻帶通濾波器來實(shí)現(xiàn)，以雙工濾波抑制為主，其目的是抑制帶外阻塞干擾和發(fā)射泄漏雜散的影響。LNA之后的射頻帶通濾波器起輔助作用，可以進(jìn)一步彌補(bǔ)雙工濾波抑制的不足。在IQ解調(diào)器之后的低通濾波器主要是進(jìn)行抗混疊濾波。

預(yù)選Band濾波實(shí)現(xiàn)時(shí)要求連續(xù)頻段可調(diào)，但目前2G、3G和4G通信系統(tǒng)工作頻段跨度非常大，包括了從700 MHz～2.6 GHz之間的多個(gè)頻段，要求全頻段實(shí)現(xiàn)連續(xù)可調(diào)是非常困難的?？尚械膶?shí)現(xiàn)方案是劃分成多組連續(xù)頻段來實(shí)現(xiàn)，比如:700 MHz～1 GHz、1.7 ～2.1 GHz和2.1 ～2.6 GHz三組，以降低濾波要求。

多頻段雙工器的實(shí)現(xiàn)方案主要有多帶組合雙工器和電機(jī)可調(diào)諧雙工器2種。多帶組合雙工器實(shí)現(xiàn)較為容易，但每個(gè)帶都需要一組腔，不靈活、體積大、插損大、成本高;電機(jī)可調(diào)諧雙工器應(yīng)用較為靈活，但實(shí)現(xiàn)難度較大、結(jié)構(gòu)和電路復(fù)雜、成本高。

射頻帶通濾波的實(shí)現(xiàn)方案主要有:①集成多帶SAW/FBAR方案，通過開關(guān)切換濾波器組，實(shí)現(xiàn)較為容易，但體積大、成本高、配置不靈活;② 可變電容、電感的調(diào)諧濾波器方案，實(shí)現(xiàn)靈活但調(diào)諧范圍較窄，而且會(huì)導(dǎo)致信號(hào)失真;③ RF微電機(jī)系統(tǒng)(MEMS)開關(guān)或諧振器等新的技術(shù)方案［6］。

1.3 ADC的選擇

A/D轉(zhuǎn)換器目前主要有奈奎斯特A/D轉(zhuǎn)換器和過采樣∑-ΔADC兩種。二者區(qū)別在于，前者輸入與輸出序列保持相同的頻率，后者輸入與輸出序列的頻率不同。奈奎斯特A/D轉(zhuǎn)換器在單獨(dú)一個(gè)采樣間隔內(nèi)完成量化，而基于過采樣∑-ΔADC粗略量化采樣點(diǎn)，經(jīng)過數(shù)字域的抽取后達(dá)到一個(gè)低的抽樣率，在此基礎(chǔ)上再準(zhǔn)確估計(jì)采樣點(diǎn)［7］。

∑-ΔADC由∑-Δ調(diào)制器(包括比較器、電壓參考、DAC、積分器和模擬加法電路等)和抽取數(shù)字濾波電路組成?！?Δ調(diào)制器的工作機(jī)制是用比用奈奎斯特定理采樣快的頻率進(jìn)行采樣，并通過量化噪聲成形使有用信號(hào)帶內(nèi)的噪聲功率譜密度趨于0，再通過抽取數(shù)字濾波電路濾除掉有用信號(hào)帶外的無用噪聲或干擾［8］。

∑-ΔADC有較為突出的信噪比性能，其噪底較低，這樣在接收機(jī)設(shè)計(jì)時(shí)，可以有效地降低接收機(jī)增益需求。接收機(jī)增益降低，接收機(jī)IP2和IP3等指標(biāo)也可以相應(yīng)降低要求，這對(duì)于直接下變頻接收機(jī)鏈路設(shè)計(jì)尤為重要。同時(shí)基于∑-ΔADC抽取器的過采樣方法使得抗混疊濾波器中間過渡帶擴(kuò)大，可以有效地降低ADC輸入端模擬抗混疊濾波器的設(shè)計(jì)要求，簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì)。所以，在MBR基站直接下變頻接收機(jī)中，需要選擇∑-ΔADC作為 A/D轉(zhuǎn)換器。

2 直接下變頻架構(gòu)應(yīng)用分析

2.1 本振泄漏

直接下變頻接收機(jī)的本振與信號(hào)的頻率相同，如果混頻器本振口和射頻口的隔離度不好，本振信號(hào)就很容易通過射頻口輸出，再通過低噪放泄漏到天線，進(jìn)而被相鄰的通道接收，對(duì)相鄰的通道形成干擾。

本振泄漏到相鄰的通道一部分可以通過硬件來解決，因?yàn)楸菊裥孤╊愃朴诠材８蓴_，可以用差分的方式來加以抑制，比如選用LNA和正交調(diào)制器之間采用差分的方式作為接口，選用本振到射頻隔離度高的正交調(diào)制器以及優(yōu)化單板布板等方式來減少這些影響;另外在本振進(jìn)入其他通道后，與本振混頻形成直流，作為直流偏置可以通過數(shù)字補(bǔ)償?shù)姆绞郊右越鉀Q。

2.2 偶次失真

傳統(tǒng)超外差接收機(jī)是奇次階失真，容易落在信號(hào)帶內(nèi)，形成干擾;而對(duì)于直接下變頻接收機(jī)來說，要考慮其偶次階非線性形成的偶次失真干擾。這種偶次階非線性來源有多種:一種是LNA的偶次階非線性，因?yàn)榛祛l器射頻到中頻的隔離度不夠，而最終泄漏到ADC輸入口形成干擾;另一種是混頻器的偶次階非線性，信號(hào)在混頻器中自混頻，以及其他方式形成的偶次階非線性。這些偶次失真干擾增加了接收通道的噪聲，惡化了信號(hào)的信噪比，影響到接收通道工作的動(dòng)態(tài)范圍。其中重點(diǎn)要考慮二階失真，為了避免二階失真干擾，直接下變頻接收機(jī)鏈路需要有較高IIP2。

在整個(gè)鏈路設(shè)計(jì)中，主要考慮IQ解調(diào)器所產(chǎn)生的二階失真干擾，至于射頻前端電路產(chǎn)生的二階失真干擾可以通過射頻帶通濾波器和隔直電容濾除，可不作為重點(diǎn)考慮。

2.3 閃爍噪聲

閃爍噪聲又稱為1/f噪聲，是絕大多數(shù)半導(dǎo)體器件的固有噪聲，它的大小與頻率成反比，隨著頻率的降低而增加。對(duì)于直接下變頻接收機(jī)，主要的影響體現(xiàn)在IQ解調(diào)器和基帶放大器的零中頻信號(hào)接收端的噪聲上，噪聲的特性體現(xiàn)在越接近零頻噪聲越強(qiáng)。顯然對(duì)于接近DC的窄帶信號(hào)(比如:GSM信號(hào))影響非常大，而對(duì)于寬帶信號(hào)(比如:UMTS、LTE)則影響較小。

閃爍噪聲對(duì)于直接下變頻接收機(jī)的影響較大，為了保證接收的靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍，需要在器件選擇、鏈路設(shè)計(jì)和單板布板上進(jìn)行克服;在數(shù)字信號(hào)補(bǔ)償上也可以進(jìn)行優(yōu)化，來減少閃爍噪聲的影響，降低硬件的壓力。

2.4 直流偏置

直流偏置是直接下變頻接收機(jī)特有的一種干擾，主要由自混頻引起。產(chǎn)生的直流偏置就疊加在零中頻有用信號(hào)上一起進(jìn)入ADC，進(jìn)而影響到整個(gè)接收通道的性能。

有些方案提出采用交流耦合的方式來減少和消除直流偏置的影響。但實(shí)際上，零中頻有用信號(hào)在直流附近也有很大的能量，采用交流耦合的方式雖然抑制了直流偏置，但同時(shí)也造成有用信號(hào)質(zhì)量的惡化，除非在直流附近沒有有用信號(hào)。最好的解決方案是采用數(shù)字校正技術(shù)來自適應(yīng)地消除直流偏置。

2.5 IQ不平衡

在直接下變頻接收機(jī)中，通過IQ解調(diào)器將射頻信號(hào)分成2路正交的信號(hào)，最終通過濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)。在實(shí)際系統(tǒng)中，因?yàn)槠骷屯ǖ啦焕硐?，?huì)造成IQ兩路不正交，主要體現(xiàn)為相位和幅度的不平衡。而IQ通道的幅度和相位的不平衡性會(huì)帶來較大的鏡像雜散。

對(duì)于寬帶接收機(jī)而言，IQ不平衡帶來的鏡像雜散落在接收帶內(nèi)，對(duì)接收機(jī)性能影響較大，必須能夠有效抑制。IQ不平衡受到器件水平和硬件設(shè)計(jì)的固有特征的限制，在硬件上是無法完全解決的，必須通過數(shù)字校正技術(shù)來消除［9］。

3 設(shè)計(jì)分析

3.1 IQ不平衡抑制分析

在目前2G、3G和4G系統(tǒng)中，MC GSM寬帶接收機(jī)對(duì)IQ不平衡抑制能力的要求最高。根據(jù)3GPP規(guī)范對(duì)于MC GSM接收機(jī)阻塞指標(biāo)要求［10］，對(duì)于GSM阻塞信號(hào)的鏡像抑制能力要不小于83 dB，如果再考慮2 dB余量，則要求不小于85 dB，如表1所示。

表1 MC GSM接收機(jī)阻塞指標(biāo)要求

根據(jù)3GPP規(guī)范對(duì)GSM接收互調(diào)指標(biāo)要求，天饋口輸入干擾信號(hào)電平是-43 dBm，天饋口輸入有用信號(hào)電平為-101 dBm，設(shè)解調(diào)門限為7 dB，則對(duì)于GSM接收互調(diào)干擾信號(hào)的鏡像抑制能力要不小于65 dB，如果再考慮2 dB余量，則要求不小于67 dB。

綜上分析，可以進(jìn)一步簡(jiǎn)化IQ不平衡抑制能力要求:對(duì)于單音信號(hào)，IQ不平衡鏡像抑制能力要求不小于85 dB;對(duì)于多音信號(hào)，IQ不平衡鏡像抑制能力要求不小于67 dB。

3.2 帶外干擾抑制分析

接收機(jī)的帶外干擾抑制的主要目的是要把輸入的阻塞或大雜散信號(hào)盡可能衰減，使之不會(huì)影響接收機(jī)鏈路的線性和動(dòng)態(tài)。帶外阻塞干擾可以簡(jiǎn)單分為鏡頻阻塞干擾和非鏡頻阻塞干擾。鏡頻阻塞干擾信號(hào)的頻率與需要信號(hào)的頻率相差2倍的中頻頻率。

對(duì)于傳統(tǒng)的超外差架構(gòu)接收機(jī)而言，要求有較高的鏡頻阻塞干擾抑制能力。以GSM系統(tǒng)為例，GSM帶外阻塞干擾電平為8 dBm，靈敏度要求是-104 dBm，解調(diào)門限7 dB，則要求鏡頻阻塞抑制能力不小于119 dB。而對(duì)直接下變頻接收機(jī)而言，由于不存在鏡頻阻塞干擾信號(hào)，只需要將帶外干擾電平抑制到接收互調(diào)干擾電平以下即可，以GSM系統(tǒng)為例，接收互調(diào)干擾電平為 -43 dBm，則只需要51 dB左右抑制能力即可。

對(duì)于帶外非鏡頻阻塞干擾，由于直接下變頻接收機(jī)采用∑-ΔADC，使得接收機(jī)鏈路增益比傳統(tǒng)的超外差架構(gòu)接收機(jī)降低了10 dB以上，相當(dāng)于接收機(jī)鏈路線性提升了10 dB以上，相應(yīng)帶外非鏡頻阻塞干擾抑制要求也就大大降低。

3.3 接收機(jī)鏈路預(yù)算分析

根據(jù) 3GPP 規(guī)范要求［11，12］，當(dāng)前多個(gè)移動(dòng)制式的接收機(jī)關(guān)鍵參數(shù)要求總結(jié)如表2所示。根據(jù)上述分析，一個(gè)簡(jiǎn)單的MBR基站直接下變頻方案接收機(jī)設(shè)計(jì)框圖如圖2所示，鏈路預(yù)算結(jié)果如表3所示。

表2 多個(gè)制式接收機(jī)要求

圖2 MBR接收機(jī)設(shè)計(jì)

表3 鏈路預(yù)算結(jié)果

當(dāng)然具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，還需進(jìn)一步仔細(xì)考慮:① 直接下變頻接收機(jī)實(shí)現(xiàn)的主要瓶頸還是在IQ不平衡校正算法上，至少要做到85 dBc的鏡像抑制，并且是對(duì)寬帶的要求，這需要數(shù)字校正算法做到精確的建模和求解;②對(duì)于收發(fā)通道隔離方面的影響分析沒有深入展開，實(shí)現(xiàn)時(shí)還需認(rèn)真考慮;③ 目前商用的∑-ΔADC處理帶寬一般較窄，需要進(jìn)一步提升處理帶寬性能。

4 結(jié)束語

本文對(duì)MBR基站寬帶接收機(jī)的設(shè)計(jì)進(jìn)行了分析和研究，分析了設(shè)計(jì)所面臨的挑戰(zhàn)，并提出采用直接下變頻架構(gòu)來簡(jiǎn)化MBR基站接收機(jī)鏈路的設(shè)計(jì)，以提高電路集成度，便于實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的小型化。但直接下變頻架構(gòu)帶來的技術(shù)難點(diǎn)和影響很多，一方面需要通過硬件電路設(shè)計(jì)來保證;另一方面需要靠數(shù)字校正技術(shù)來修正。

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