沈建新，陸 媛，Andreas Gassner

(浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，浙江 杭州310027)

0 引言

近年來，永磁同步電機(jī)(PMSM)以其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、功率密度高、高效節(jié)能等優(yōu)點(diǎn)得到了越來越廣泛的應(yīng)用［1］。PMSM作為一個(gè)比較復(fù)雜的強(qiáng)耦合的非線性系統(tǒng)，矢量控制是其重要的控制策略。矢量控制的原理是通過坐標(biāo)變換，將交流電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)解耦為一個(gè)轉(zhuǎn)矩子系統(tǒng)和一個(gè)磁鏈子系統(tǒng)，從而實(shí)現(xiàn)與直流電機(jī)相媲美的調(diào)速性能。在具體實(shí)現(xiàn)過程中，需要對(duì)電機(jī)施加一個(gè)具有適當(dāng)幅值和相位角的電壓矢量或電流矢量，其實(shí)現(xiàn)方法通常有兩種，即空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)和電流滯環(huán)控制(HCC)。電流滯環(huán)控制動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)［2］。但是，由于其開關(guān)頻率不固定，諧波分布通常較復(fù)雜，也會(huì)產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗，影響系統(tǒng)的控制精度和效率［3］。

本文基于電流滯環(huán)控制的原理和PMSM電流環(huán)的特點(diǎn)，提出一種簡(jiǎn)單易行、用兩相斬波替代三相斬波的控制方法以降低逆變器開關(guān)損耗，并對(duì)該方法進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 電流滯環(huán)控制

1.1 傳統(tǒng)電流滯環(huán)控制方案

電流滯環(huán)控制是使定子電流在一定的滯環(huán)寬度內(nèi)較為嚴(yán)格地跟蹤給定電流信號(hào)。為了獲得平穩(wěn)的轉(zhuǎn)矩，定子各相電流應(yīng)是相互平衡、隨轉(zhuǎn)子位置正弦變化的［4］。常規(guī)的電流滯環(huán)控制是將給定電流信號(hào)與實(shí)際檢測(cè)的逆變器輸出電流信號(hào)相比較，若實(shí)際電流值較大，調(diào)節(jié)逆變器開關(guān)狀態(tài)使之減小;反之亦然。在這種開關(guān)調(diào)控下，可以使實(shí)際的電流波形保持在給定電流波形一定偏差限度內(nèi)，呈鋸齒狀波動(dòng)，如圖1所示。

圖1 電流滯環(huán)控制下的電流與電壓波形示意圖Fig．1 Current and voltage waveforms under HCC

傳統(tǒng)的電流滯環(huán)控制方案即是對(duì)供給永磁同步電機(jī)的三相電流均進(jìn)行如上的控制。在整個(gè)運(yùn)行周期內(nèi)，逆變器的三相、六個(gè)功率管均處在開關(guān)斬波狀態(tài)。

1.2 改進(jìn)電流滯環(huán)控制方案的設(shè)想

以三相永磁同步電機(jī)為例，繞組星形連接且無中心點(diǎn)引出，則三相電流滿足:

ia+ib+ic=0

據(jù)此可以設(shè)想:在電流滯環(huán)控制環(huán)節(jié)中，控制其中的兩相，就可以保證對(duì)第三相電流的控制。也就是說，簡(jiǎn)化逆變器開關(guān)狀態(tài)的變更，將三相斬波轉(zhuǎn)變?yōu)閮上鄶夭?。考慮到開關(guān)損耗與電流大小有關(guān)，因此僅對(duì)電流較小的兩相進(jìn)行斬波，而電流最大的那相不斬波，只是開通某個(gè)功率管為其電流形成通路。這種簡(jiǎn)化后的控制策略就可以有效降低滯環(huán)控制的開關(guān)損耗。在數(shù)字式三相斬波滯環(huán)控制中，電流采樣頻率可以很容易達(dá)到15kHz左右，而開關(guān)頻率往往只有2～4 kHz［5］。改為兩相斬波后，開關(guān)頻率可能會(huì)略有提升，但完全處在常規(guī)功率管的開關(guān)頻率范圍內(nèi)。

2 改進(jìn)方案的硬件、軟件設(shè)計(jì)

實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)選用一臺(tái)三相隱極永磁同步電機(jī)，其主要參數(shù)如表1所示，控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。系統(tǒng)采用TMS320F2812的DSP構(gòu)建核心模塊，通過電流傳感器獲得供給永磁電機(jī)的三相實(shí)時(shí)電流值，并通過增量式光碼盤測(cè)量電機(jī)轉(zhuǎn)子的位置并計(jì)算實(shí)際轉(zhuǎn)速;控制器根據(jù)預(yù)先設(shè)定的控制方案計(jì)算得到參考電流，再經(jīng)電流滯環(huán)控制獲得逆變器各功率管的開關(guān)信號(hào)，經(jīng)光耦隔離提供給IPM模塊用以驅(qū)動(dòng)電機(jī)，從而實(shí)現(xiàn)永磁同步電機(jī)的運(yùn)動(dòng)控制。該永磁同步電機(jī)同軸拖動(dòng)一臺(tái)永磁直流發(fā)電機(jī)，再接直流負(fù)載電阻。因此，永磁同步電機(jī)的負(fù)載隨其轉(zhuǎn)速及直流負(fù)載電阻電機(jī)而變化。

表1 電機(jī)參數(shù)Tab．1 Motor parameters

圖2 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig．2 Structure diagram of control system

根據(jù)前文對(duì)改進(jìn)控制方案的設(shè)想，得到新的滯環(huán)控制方案，實(shí)現(xiàn)流程圖如圖3所示(其中Δ為電流滯環(huán)寬度，三相開關(guān)數(shù)值對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)詳見表高效節(jié)能、長(zhǎng)壽命、無污染等特性使其成為國(guó)家“綠2)。

圖3 改進(jìn)電流滯環(huán)控制流程圖Fig．3 Flow chart of improved HCCmethod

表2 逆變器開關(guān)數(shù)值與功率管開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)表Tab．2 Corresponding relationship between inverter switching value and device switching status

事實(shí)上，由于電機(jī)的定子相電流是一個(gè)近似的正弦波，其在一個(gè)變化周期內(nèi)能保持一段時(shí)間的恒正值或恒負(fù)值(例如在峰值的前后各30°范圍內(nèi))，所以在新控制方案中，逆變器將不再是三相同時(shí)斬波，而是保持在兩相斬波、第三相無動(dòng)作的狀態(tài)(即如圖4中“≡1”、“≡0”的狀態(tài))。當(dāng)然，無斬波相的電流實(shí)際上也不是像圖4所示那樣光滑，而是含有紋波的。

圖4 改進(jìn)方案三相電流示意圖Fig．4 Schematic of3-phase currentwaveforms with improved HCCmethod

3 實(shí)驗(yàn)分析與驗(yàn)證

為了更好地檢驗(yàn)兩相斬波電流滯環(huán)控制方案的有效性和可靠性，以及是否能夠?qū)崿F(xiàn)降低逆變器開關(guān)損耗的目的，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

3.1 開關(guān)狀態(tài)和定子電流對(duì)比

在相同工作條件下，即滯環(huán)寬度Δ為0.5A，直流發(fā)電機(jī)的輸出端接40Ω電阻，逆變器直流電源電壓Udc保持為36V。對(duì)比不同轉(zhuǎn)速下新舊控制方案的各相開關(guān)狀態(tài)和定子電流，如圖5和圖6所示。

圖5 電機(jī)轉(zhuǎn)速為1200r/min時(shí)逆變器三相開關(guān)信號(hào)的對(duì)比Fig．5 Comparison of 3-phase switching signals while PMSM operating at1200r/min

圖6 電機(jī)轉(zhuǎn)速為2100r/min時(shí)逆變器開關(guān)信號(hào)及相電流的對(duì)比Fig．6 Comparison of switching signals and currents while PMSM operating at2100r/min

可以看出，改進(jìn)后的控制方案同樣很好實(shí)現(xiàn)了電流滯環(huán)控制。在1200r/min和2100r/min兩種轉(zhuǎn)速下，改進(jìn)后的方案都減少了逆變器的開關(guān)次數(shù)，因此降低了開關(guān)損耗。同時(shí)，低轉(zhuǎn)速下對(duì)斬波的優(yōu)化比高轉(zhuǎn)速下更為明顯。事實(shí)上，在高速區(qū)域，即使采用原方案，各相在電流最大值附近保持某個(gè)開通狀態(tài)的時(shí)間較長(zhǎng)，因此與改進(jìn)方案中的恒開通狀態(tài)差別不大，開關(guān)頻率的差別也就較小。

3.2 功耗對(duì)比

在第3.1節(jié)所述的相同工作條件下，對(duì)比不同轉(zhuǎn)速下(300～2400r/min，變化步長(zhǎng)為300r/min)新舊控制方案的直流端輸入電流，來對(duì)比相同負(fù)載下輸入功率的大小，如圖7所示。由圖可見，隨著轉(zhuǎn)速的不斷升高，直流端的輸入電流也在增大。低轉(zhuǎn)速時(shí)，改進(jìn)方案的直流端電流明顯低于原控制方案的，高轉(zhuǎn)速時(shí)二者逐步接近。所以新方案有效減少了低轉(zhuǎn)速工作狀態(tài)下的系統(tǒng)功耗。在高轉(zhuǎn)速工況下，傳統(tǒng)方法在電流幅值前后30°范圍內(nèi)的斬波也較少，與新方法的表現(xiàn)接近，因此系統(tǒng)功耗也幾乎相同。

再設(shè)定滯環(huán)寬度Δ為0.5A，轉(zhuǎn)速為900r/min(較低轉(zhuǎn)速)，系統(tǒng)接不同的負(fù)載電阻(40～460Ω，變化步長(zhǎng)為60Ω)，對(duì)比新舊控制方案的直流端輸入電流，如圖8所示?？梢钥闯?，隨著負(fù)載的變化，改進(jìn)方案的功耗始終明顯低于原方案。

3.3 相電流諧波情況對(duì)比

圖7 兩種控制方案在不同轉(zhuǎn)速下直流輸入電流的對(duì)比Fig．7 Comparison of DC input current at various speed with two HCCmethods

圖8 兩種控制方案在不同負(fù)載下直流輸入電流的對(duì)比Fig．8 Comparison of DC input current under various load with two HCCmethods

在與第3.1節(jié)所述的相同工作條件下，對(duì)比不同轉(zhuǎn)速下(577r/min和2430r/min，對(duì)應(yīng)高低轉(zhuǎn)速兩種情況)新舊控制方案的相電流諧波情況，如圖9所示?？梢钥闯觯驴刂品桨赣行Ы档土讼嚯娏鞯母叽沃C波分量，這與前面的分析一致。特別是在低速運(yùn)行時(shí)(577r/min)，電流諧波分布較為均勻(見圖9(b))，沒有類似圖9(a)那種尖峰存在，這就能保證系統(tǒng)運(yùn)行在低速狀態(tài)時(shí)產(chǎn)生的噪音和振動(dòng)更小，同樣也有助于減小鐵芯損耗。在低速(577r/min)工況下，發(fā)電機(jī)負(fù)載很小，被測(cè)永磁同步電機(jī)的相電流只有很小的基本分量，而斬波引起的電流毛刺顯得很明顯，因此新舊控制方案對(duì)應(yīng)的電流THD都很大，分別是59.5%和69.7%。但是，在高速(2430r/min)工況下，電機(jī)負(fù)載增加，因此電流毛刺與畸變相對(duì)基波分量很小，新舊控制方案對(duì)應(yīng)的電流THD分別是4.7%和3.7%。由此可見，改進(jìn)的電流滯環(huán)控制方案并未在電流諧波方面帶來明顯的負(fù)面影響，因此是可行的。

4 結(jié)論

本文針對(duì)永磁同步電機(jī)電流滯環(huán)控制的特點(diǎn)，提出了以兩相斬波替代三相斬波的改進(jìn)控制方案，以達(dá)到降低逆變器開關(guān)次數(shù)、減少開關(guān)損耗的目的。本文闡述了改進(jìn)控制方案的原理與實(shí)現(xiàn)方法，并搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證了改進(jìn)方案的可行性和各方面的優(yōu)點(diǎn)。對(duì)比傳統(tǒng)的控制方案得到以下三點(diǎn)結(jié)論:

圖9 兩種控制方案在不同轉(zhuǎn)速下電流諧波對(duì)比Fig．9 Comparison of current harmonics at various speed with two HCCmethods

(1)兩相斬波的控制方案是切實(shí)可行的，能夠滿足系統(tǒng)的控制要求。

(2)改進(jìn)的控制方案有效降低了系統(tǒng)的開關(guān)損耗，能夠?qū)崿F(xiàn)降低功耗的目的。

(3)改進(jìn)方案的相電流諧波分布較均勻，有助于降低系統(tǒng)運(yùn)行噪音和振動(dòng)、減小鐵芯損耗，而對(duì)電流THD并無明顯影響。

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