吳 凱，程啟明，李 明，白園飛，陳 根

（上海電力學院 自動化工程學院，上海 200090）

0 引言

電動汽車 EV（Electric Vehicle）清潔、環(huán)保、節(jié)能，成為未來新能源汽車發(fā)展的主要方向，也是解決全球能源緊缺和環(huán)境污染問題的有效途徑[1-2]。電動汽車和電網互動技術V2G（Vehicle to Grid）是現代智能電網和智能微電網的重要組成部分，可以調節(jié)電網峰谷差，降低電網傳統(tǒng)調峰、調頻的備用容量，還有利于電網大量吸納可再生能源發(fā)電量，提高電網運行的穩(wěn)定性和經濟性[3-4]。可逆充放電機是電動汽車和電網實現能量雙向流動的載體，主要由可逆PWM整流器和雙向DC/DC變換器組成，研究其高功率因數快速充放電對實現V2G功能具有重要意義。

三相電壓型PWM整流器具有網側電流諧波低、單位功率因數及高恒定直流側電壓等優(yōu)點[5-6]，得到了廣泛關注。文獻[7]提出一種基于SVPWM的直接電流控制方法，實現電動汽車的高功率因數充電；文獻[8]提出一種通過施加恒定擾動來抑制起動瞬間網側電流沖擊的方法，并提出利用q軸電流給定不為0的方法來校正整流器的功率因數；文獻[9]提出在同樣的諧波要求下，相對純電感型濾波，LCL濾波可以降低電感值的大小。對雙向DC/DC變換器的研究集中在電路拓撲[10-11]和控制[12-14]2 個方面。 要實現電動汽車的快速充放電，必須解決動力電池的極化問題[15]，文獻[16]提出采用脈沖電流充電，適時進行反向放電，消除電池的極化現象。

本文將可逆PWM整流器和雙向DC/DC變換器應用到電動汽車快速充放電技術中，對可逆PWM整流器采用前饋解耦的電壓電流雙閉環(huán)控制策略，有效地提高了充電機的功率因數，保持充放電過程中直流母線電壓的穩(wěn)定；同時用LCL濾波器代替L濾波器，在達到相同濾波效果的前提下降低了電感值，提高了系統(tǒng)的響應速度。對雙向DC/DC變換器采用電流閉環(huán)控制，并對充放電分別采用脈沖充電和恒流放電，有效地控制了充放電的電流，實現快速充放電功能。

1 可逆充電機的工作原理

非車載式可逆充電機主要包括可逆PWM整流部分、雙向DC/DC變換部分、動力電池以及電池管理系統(tǒng) BMS（Battery Management System），充電整體結構如圖1所示。根據BMS對動力電池剩余電量的監(jiān)測，設定不同的充放電運行模式，實現充電機潮流雙向流動。充電時，從電網接入交流電由整流裝置轉換為穩(wěn)定的直流電壓，再經DC/DC變換裝置降壓后給動力電池充電；放電時，動力電池經DC/DC變換裝置升壓后逆變?yōu)榻涣麟娊尤腚娋W。

圖1 充電機整體框圖Fig.1 Overall diagram of charger

1.1 可逆PWM整流器

可逆PWM整流器由基于LCL濾波的三相電壓型PWM整流器組成，既是電動汽車充電時的供電電源，又是電動汽車放電時的負載，且在電池的充放電過程中，具有單位功率因數、電能雙向流動、低諧波污染等優(yōu)點。主電路拓撲結構如圖2所示，圖中，ea、eb、ec為電網三相交流電壓；ia、ib、ic為三相交流電流；Udc和Idc分別為直流側電壓和電流；Lg和L分別為網側電感和整流側電感；Cf和C分別為濾波電容和直流側電容；Rd為阻尼電阻。

圖2 LCL濾波的PWM整流器拓撲結構圖Fig.2 Topology of PWM rectifier with LCL filter

在相同濾波條件下，采用LCL濾波比采用單L濾波使用更小的電感值[9]，且在低頻情況下，LCL濾波器可以等效為L濾波器，等效電感LT=L+Lg。忽略濾波電容Cf，在以電網電壓定向的同步旋轉坐標系下，PWM整流器其數學模型為：

其中，ud、uq分別為整流器交流側電壓矢量的d、q分量；id、iq分別為整流器交流側電流矢量的d、q分量；ed、eq分別為交流電源電壓矢量的d、q分量。

1.2 雙向DC/DC變換器

Buck-Boost雙向DC/DC變換器結構簡單、可靠性高，易實現電壓的雙向控制，能滿足電動汽車V2G的功能，拓撲結構如圖3所示。

圖3 雙向DC/DC變換器拓撲結構圖Fig.3 Topology of bi-directional DC/DC converter

電動汽車充電時，雙向DC/DC變換電路由開關管VTbuck、VDbuck和電感L構成，工作在Buck模式。充電回路的電壓基爾霍夫方程如下：

由此可得充電回路的傳遞函數為：

其中，Udc為輸入電壓；Ubat為電池充電電壓；iL為充電電流；Rbat為電池內阻；L為濾波電感；τl為電磁慣性時間常數。

充電回路的動態(tài)結構模型如圖4所示。

圖4 充電回路的動態(tài)結構Fig.4 Dynamic structure of charging loop

放電時，DC/DC變換電路由開關管VTboost、VDboost和濾波電感L構成，變換器工作在Boost模式。放電回路的電壓基爾霍夫方程如下：

放電回路的傳遞函數為：

2 電動汽車充放電控制策略

2.1 PWM整流器控制策略

由式（1）可以看出d、q軸變量相互耦合，為此提出基于PI調節(jié)器的前饋解耦控制策略并采用雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。采用基于PI調節(jié)器的前饋解耦控制策略時，u*d、u*q控制方程為：

其中，KiP、KiI為電流內環(huán)比例調節(jié)增益和積分調節(jié)增益；u*d、u*q為電壓指令值；i*d、i*q為電流指令值。

解耦后系統(tǒng)的結構框圖如圖5所示。

圖5 基于前饋解耦控制策略的控制結構Fig.5 Structure of feedforward decoupled control

按典型二階系統(tǒng)對電流內環(huán)PI參數設計[8]，將解耦后電流內環(huán)小慣性環(huán)節(jié)進行合并，d軸和q軸的電流內環(huán)PI參數相同。電壓外環(huán)PI參數設計與電流內環(huán)類似，電流內環(huán)和電壓外環(huán)的PI參數分別如下：

其中，Ts為開關周期；KPWM為PWM單元的增益；Udc為直流側電壓。

2.2 雙向DC/DC變換器的控制策略

雙向DC/DC變換器在不同的工作模式下對應的控制策略也不相同。本文是要控制充電和放電電流，因此在充放電過程中都采用電流閉環(huán)控制。為消除被控量的穩(wěn)態(tài)誤差，采用PI調節(jié)器，控制結構如圖6（a）所示。圖中，Ks是開環(huán)增益；τoi是電流濾波時間常數。

根據電動汽車的常用動力電池-鋰電池組的特性，本文選擇脈沖式快速充電方法對電動汽車進行充電，放電時采用恒定大電流快速放電方法。脈沖充電使用間斷的電流充電，充電過程中有瞬時電流放電，提高了電池的接受能力，排除了極化現象，縮短了充電時間，提高了充電效率[16]；恒定大電流快速放電提高了電動汽車瞬間向電網供電的能力，可用于電力系統(tǒng)的調峰和調頻。充放電的控制框圖如圖6（b）和 6（c）所示。

圖6 雙向DC/DC控制結構Fig.6 Structure of bi-directional DC-DC control

3 仿真結果分析

使用MATLAB/Simulink作為本文的仿真工具，選擇SimPowerSystem中自帶的鋰電池作為電動汽車的動力電池，建立仿真模型。根據電動汽車動力電池的要求，設置鋰電池的標稱電壓為150 V，電池容量為100 A·h，充放電均采用大電流（0.3 C，即30 A，C為電池充放電倍率）方式進行。

3.1 充電仿真

充電時可逆PWM整流器工作在整流狀態(tài)，電網側電壓、電流及功率波形如圖7所示。從圖7中可以看出網側電流和電壓保持同相位，有功功率從電網流向電池，無功功率為0，實現功率因數為1，且采用LCL濾波使電流諧波畸變保持在3%以下。

雙向DC/DC變換器工作在降壓模式，電池的充電電壓、充電電流如圖8所示。采用基于電流閉環(huán)控制的脈沖充電方式，充電電流保持在0 A和35 A這2個狀態(tài)，充電電壓隨著充電時間的增長逐漸脈沖式增大。

圖7 PWM整流器波形Fig.7 Waveforms of PWM rectifier

圖8 電池充電波形Fig.8 Waveforms of battery charging

為驗證本文所提脈沖充電方法的快速性，又對恒流和恒壓2種充電方法進行對比仿真。設置3種充電方式的電池初始值相同，電池的荷電狀態(tài)SOC（State Of Charge）隨時間的變化如圖9所示。可以看出，脈沖充電速度最快，其次是恒流充電，而恒壓充電速度最慢。

3.2 放電仿真

放電時，電動汽車動力電池通過電壓提升后輸入到可逆PWM整流器，雙向DC/DC變換器部分的仿真結果如圖10所示。放電電流保持在35 A不變，電池SOC線性下降，放電電壓經過DC/DC變換器提升后迅速達到穩(wěn)定值，保證了逆變器的輸入電壓。

放電時PWM整流器工作在逆變狀態(tài)，波形如圖11所示?？梢钥闯?，網側電壓和電流相位相差180°，有功功率從電池流向電網，無功功率為0，實現功率因數為-1，同時網側電流諧波畸變率僅為2.59%。

圖9 SOC變化Fig.9 Waveforms of SOC

圖10 電池放電波形Fig.10 Waveforms of battery discharging

圖11 PWM逆變器波形Fig.11 Waveforms of PWM inverter

4 結論

本文建立了具有V2G功能的電動汽車充放電機模型，將可逆PWM整流器和雙向DC/DC變換器應用到電動汽車快速充放電技術中?？赡鍼WM整流器選擇基于LCL濾波的三相電壓型PWM整流器的拓撲結構，采用前饋解耦的電壓電流雙閉環(huán)控制策略，實現充放電的功率因數為±1，把網側電流諧波畸變率控制在3%以下，同時保證直流母線電壓快速穩(wěn)定。雙向DC/DC變換器采用電流閉環(huán)控制，并對充放電分別采用脈沖充電和恒流放電，有效地控制了充放電的電流，實現快速充放電功能。仿真結果表明，網側電流諧波小，功率雙向流動，且功率因數近似達到±1，系統(tǒng)動態(tài)響應快，控制方法簡單且易于實現。